无线电架构很重要：RF采样与零中频的回顾

对无线服务不断增长的需求不仅挑战了我们有限的频谱资源，也挑战了无线电设计人员选择正确的无线电架构。适当的无线电架构不仅可以提供稳定的性能，还可以简化无线电周围的威廉希尔官方网站 ，从而最大限度地降低成本、功耗和尺寸。在无线电部署不断增加的时代，适当的无线电可以容忍当前和未来的无线邻居，否则可能会造成干扰。本文将研究两种常见的无线电架构，并比较每种架构如何解决日益增长的共址问题的独特挑战的权衡取舍。

日益严峻的挑战 — 新的无线邻居

当无线革命在大约30年前开始时，只有少数频段 - 主要限制在900 MHz以下 - 通常每个国家都有一个频段。随着对无线服务需求的增长，新频段稳步增加，现在有49个频段1全球仅分配给5G NR，不包括毫米波分配。大多数较新的频谱都在2.1 GHz以上，频段覆盖500 MHz（n78），775 MHz（n46），900 MHz（n77）和高达1200 MHz（n96）。

随着这些新频段的上线，最大的挑战之一是如何在这些传统频段存在阻塞信号的情况下确保足够的接收器性能。这主要来自部署它们的共址要求，在美国有频段 2、4 和 7，在其他地区有对应的频段 1 和 3。这对于 n48 （CBRS） 和 n77 或 n78 的任何部分的宽带无线电服务应用尤其重要。

无线需求在未来将继续增长，而托管和干扰的挑战始终存在。

无线电设计以及射频保护和选择性

接收器设计面临的主要挑战之一是保护不感兴趣的信号。从一开始，无线电工程师就一直在寻求不同的方法来实现这一目标，最初是蛮力过滤，后来是各种具有分布式滤波的外差技术。多年来，已经开发了三种关键架构来解决这些挑战：直接转换（零中频）、超外差（IF）和直接RF采样。虽然IF采样很受欢迎，但它不会成为本文的重点。相反，重点将放在比较RF采样和零中频上，因为它们是目前无线领域最先进的实现方式。每种技术都引入了不同的工程权衡和对周围威廉希尔官方网站 及其要求的不同影响。这包括频率转换方法、RF和基带增益量、如何处理RF图像以及如何以及在何处实现滤波。这些权衡的详细信息如表2所示。

增益分配和功耗

RF采样和零中频在增益分布方面存在关键差异。如图2所示，RF采样具有RF域中的所有增益，因为在处理信号时，无线电中的所有频率都保持不变。为了进行比较，图1显示了一个零中频架构。对于这种架构，部分增益在RF频率处，但平衡在频率转换后的基带上。

图1.典型的零中频信号链。

图2.典型的RF采样信号链。

这两种体系结构都需要权衡取舍。从增益角度来看，由于需要更高的压摆率，较高频率下的增益比较低频率需要更多的DC，特别是当信号链中的信号逐渐变大时。这意味着RF采样架构在线性RF部分的功耗高于零中频部分，零中频的很大一部分增益位于直流。在较低频率下，压摆率较低，因此静止电流可以相应减少。

RF采样的挑战在于要求在高频和相对较高的电压（~1 V）下驱动一个电容性输入（采样电容）。相比之下，零中频输入是进入基带放大器求和节点的50 Ω（或100 Ω），该节点提供增益，消除采样节点并将其与RF信号隔离，并降低提供的增益所需的RF驱动。这对线性RF部分的功耗有深远的影响，因为它消除了第三个RF增益级和基带与RF放大所需的较低驻电流，从而将总RF耗散降低了25%至50%，有利于零中频架构。

除了线性功率之外，还有与数字化仪相关的功率。使用零中频转换器时，仅将所需的带宽数字化。通过RF采样，不仅宽RF带宽被数字化，而且采样率远远超过奈奎斯特要求。带宽和采样率在功耗方面都很昂贵。确切的功率取决于工艺，但在同一工艺上实现时，对于典型的单频段应用，RF转换器的功耗比基带转换器高出约125%。即使两个频段可能被RF转换器数字化，功耗损失仍然超过40%。

 

	零中频	射频采样
射频增益	32分贝	~50分贝
基带增益	~18分贝	—

 

图像和杂散信号

这些选项中也有次要的权衡。例如，零中频引入LO泄漏和I/Q失配镜像项，2而RF采样引入交错杂散3由于转换器架构内的不匹配，以及转换器中的RF谐波和与采样相关的抖动项。4好消息是，无论架构如何，大多数图像和杂散信号都可以通过各种背景算法得到缓解。

这两种架构的频率规划截然不同，会影响混叠的处理方式以及必须应用的RF（外部）滤波量。除了架构杂散信号外，所有无线电都会产生RF谐波并受到混叠的影响。5RF采样无线电利用混叠对所需信号进行下变频，如果该信号自然超出第一奈奎斯特区。然而，不需要的信号的响应通常是问题所在，因为它们在混叠后可能会无意中落在所需信号的顶部。这些信号必须通过仔细的频率规划、积极的RF滤波或足够高的采样率（没有混叠）来缓解。这些中的每一个都伴随着具有挑战性的权衡。

零中频架构将信号转换为基带（接近直流）。虽然肯定会产生RF谐波，但它们在所有情况下都远离基带混频，并通过以下段落中提到的典型零中频输入结构的低通响应进行充分滤波。同样，所用基带采样器的相对较高的采样速率和自相同的输入结构也缓解了混叠。

零中频滤波器要求

零中频架构的一个容易被忽视的特性是，基带输入放大器通常被构造为有源低通滤波器，作为集成模拟滤波器工作，这大大降低了模拟滤波器的负担。结合片内抽取滤波，它还可以用作可编程通道滤波器，以消除比奈奎斯特更近的信号。此外，零中频接收器内的采样器件通常包括提供额外带外抑制的反馈。实际上，这意味着无线电的带外区域比带内区域具有更大的满量程范围。如以前的著作所示6图3简化了零中频无线电本身对带外信号具有良好的容限。在图3中，纵轴表示相对于带内导致3 dB降敏的输入功率电平，表明带内信号对其他架构中没有的带外信号具有内置容差。

图3.片内零中频滤波影响的示例。

由于这种内置滤波，主要关注点是保护RF前端，即LNA。典型的配置包括用于FDD的第一级和第二级LNA和一些TDD之间的SAW滤波器。一些TDD应用在第二级之后会有SAW滤波器，但在大输入条件下可以旁路第二级，如图1所示。通常，SAW滤波器将提供约25 dB的带外抑制，这里假设了这一点。除了SAW滤波器外，LNA的天线侧还需要一个腔体滤波器，该滤波器与发射器共享。

典型的LNA的输入1 dB压缩点可能为–12 dBm。如果带外或共置要求为16 dBm，则必须将这些信号滤波至比LNA输入1 dB压缩点低约10 dB（或更高）。这是最小 38 dB 抑制（+16 – –12 + 10）。包括SAW滤波器在内，这是零中频输入端呈现的63 dB总带外抑制。假设RF增益没有滚降，包括核心无线电输入的总滤波器抑制，则最大带外信号电平将为–20 dBm。这远低于典型的满量程，并且会因前面解释的片内滤波而进一步衰减。与图3相比，该输入电平预计不会产生杂散信号或降敏。

射频采样滤波器要求

使用RF转换器时，有两个问题需要直接注意滤波。首先，无论输入电平如何，任何信号都可能产生不需要的杂散信号，这些杂散信号可能占用与所需信号相同的频率。交错相关的杂散由算法处理，但架构杂散是另一个问题，因为它们可能是不可预测的。对于许多较旧的RF转换器来说，这对无线电性能是一个持续的挑战。幸运的是，许多新的转换器都包含背景抖动7以一种或另一种形式来缓解这些问题，并提供相对干净的 SFDR 扫描，如图 4 所示。

图4.具有抖动的转换器的示例。

 

	零中频		射频采样
整体架构	优点：在低功耗单片单芯片设计的频率捷变无线电中轻松实现。	缺点：信道带宽将受到基带带宽的限制。	优点：可以实现非常宽带的无线电。	缺点：相对高功率的解决方案，需要分立式外部滤波来实现所有选择性。
频率转换	正交解调器		样品盖和数字化仪
	优点：固有的混叠保护，低功耗	缺点： LO泄漏，基带镜像	优点：简单的数字化仪实现	缺点：功率高，容易混叠，抖动/相位噪声4
获得	射频： ~32 dB 基带： ~18 dB		射频：~50 dB 基带：不适用
	优点：总功耗更低，基带增益易于集成和有源滤波，输入阻抗易于管理	缺点：带宽受放大器限制	优点：可实现非常宽带的无线电	缺点：需要高OIP3驱动放大器（高功率）;输入阻抗通常为容性阻抗，除非使用高功率缓冲器
图像	LO 泄漏、I/Q 不平衡、基带谐波		直接混叠、交错音损、RF转换器谐波
	优点：RF谐波和转换器混叠落在带外	缺点：受LO泄漏，I/Q不平衡的影响（可通过算法修复）	优点：无LO泄漏或I/Q不平衡项	缺点：交错杂散（用算法固定），受混叠影响，受RF谐波和时钟相关相位噪声的影响
滤波	分布在射频和基带之间		单频
	优点：集成别名保护，由于过滤器集成，需要有限的外部滤波	缺点： 未知	优点：需求很容易推导	缺点：需要高复杂度滤波器

 

在此SFDR与输入电平的关系图中值得注意的是，前15 dB由于转换器的压摆率限制而出现下降，这通常会产生必须减弱的强二次和三次谐波。一旦RF输入低于此电平，谐波和架构杂散通常不再是问题（请咨询转换器性能以进行验证）。满量程为1 dBm时，当带外信号抑制到转换器中低于–14 dBm时，杂散信号将显著减少。如表2所示，转换增益为50 dB时，相当于天线处的–64 dBm。如果输入可能为16 dBm，则对于非混叠情况，RF滤波需要为80 dB或更高。假设SAW滤波器提供25 dB，则腔体滤波器剩下55 dB，以充分保护RF ADC免受带外信号引起的非线性，并保护第一级LNA的输入不被带外信号驱动为非线性。此示例表示一个行为良好的转换器，但应仔细检查所选转换器的SFDR与输入电平的关系，以确定是否需要更多滤波。

对于基于当前商用芯片的RF转换器架构，还有一个额外的问题，那就是混叠保护。当前的RF转换器基于工作在3 GSPS和6 GSPS之间的内核。在如此低的速率下，如果不使用主动过滤来减轻混叠的影响，就不可能避免混叠项。只有在采样率达到两位数GHz后，这个问题才会缓解。

考虑混叠对滤波器要求的影响的一种简化方法是考虑保护单个资源元素免受混叠16 dBm共置要求的影响。目标是将侵略者抑制到如果它别名为所需的 RB 的程度，则会对其进行充分过滤，从而不会发生中断。基于 G-FR1-A1-4 信号的广域参考通道在大约 0 dB SNR 下，每 RB 的信号电平为 –118.6 dBm。因此，必须将违规者滤波到低 10 dB 至 15 dB，或大约 –130 dBm，以防止中断。因此，需要腔体滤波器的总抑制约150 dB，或约125 dB的腔体滤波器，其中一个SAW滤波器提供滤波平衡。

筛选器摘要

图5显示了RF采样和零中频的腔体滤波器要求。由于RF采样架构有两个独立的要求，最严格的要求将占主导地位，可实现的滤波器只需满足最严格的或125 dB的抑制即可覆盖整个频段。虽然这种过滤很容易获得，但它是以笨重的过滤器为代价的。与只需要40 dB抑制的零中频架构相比，由于使用4腔滤波器可以实现这种性能，因此可以显著节省重量和尺寸。

图5.腔体过滤器要求。

结论

总之，零中频和RF采样架构均提供出色的功能。但是，如果目标是优化成本、重量和尺寸，则零中频架构在多个帐户中获胜。从功耗的角度来看，零中频架构集成了大量模拟增益，可节省大量功耗。同样，在考虑滤波的影响时，零中频有可能显著降低滤波器要求。虽然过滤器的成本差异可能很小，但根据所需的腔数，这些过滤器的尺寸和重量减轻应超过50%。

审核编辑：郭婷