mosfet管开关电流波形问题分析

　　MOS管开关威廉希尔官方网站 的定义

　　MOS管开关威廉希尔官方网站 是利用MOS管栅极（g）控制MOS管源极（s）和漏极（d）通断的原理构造的威廉希尔官方网站 。因MOS管分为N沟道与P沟道，所以开关威廉希尔官方网站 也主要分为两种。

　　P沟道MOS管开关威廉希尔官方网站

　　路编辑PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。需要注意的是，Vgs指的是栅极G与源极S的电压，即栅极低于电源一定电压就导通，而非相对于地的电压。但是因为PMOS导通内阻比较大，所以只适用低功率的情况。大功率仍然使用N沟道MOS管。

　　N沟道mos管开关威廉希尔官方网站

　　NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压大于参数手册中给定的Vgs就可以了，漏极D接电源，源极S接地。需要注意的是Vgs指的是栅极G与源极S的压差，所以当NMOS作为高端驱动时候，当漏极D与源极S导通时，漏极D与源极S电势相等，那么栅极G必须高于源极S与漏极D电压，漏极D与源极S才能继续导通。

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　　图1

　　这里就用MOSFET代替BJT了，所以ids = ic，Vds=Vce，Coss也就是Cds代表输出电容。简单来说就是当MOS管一开始导通时输出电容Coss还保持Vds电压，随着Ids电流越来越大，Vds电压终于保持不住，开始下降。直到管子完全开启。比较详细的开启过程是由Miller Plateau造成的，这里借用了网上一些解释Miller Plateau的图，如果有不清楚的就请见谅了。

　　阶段1，Vgs 《 Vth，管子是关断的，所以Ids = 0，Vds=high，ig充电Cgs。

　　阶段2，Vgs 》 Vth，管子开启，Ids从0增加到iL被外部电流源电感钳住，Coss（Cds）上电压不能突变，保持Vds。

　　阶段3，进入Miller plateau，Vgs 》 Vth，管子仍然保持开启，Coss开始discharge，Vds电压开始下降，于此同时Cgd开始被ig充电。Vg保持不变。

　　阶段4，Vd下降到接近0点，ig继续给ig充电Cgs和Cgd充电。

　　阶段5，Vg到达gate driver预定的电压，管子开启过程完成。

　　关断过程和开启过程类似，也会有Miller plateau效应。

　　我们可以看到，如果如果MOS管开启时VDS上有原始电压，那么MOS开启过程中就会有Ids和Vds的重叠，那么会带来Switching Loss。由于Coss上的能量在极短时间内被释放，电容上能量会损失掉（换算为Loss为0.5*Coss*Vds^2*fs），而且只要是非零电压开启（Non Zero Voltage Switching），会给PCB和MOS的寄生电感与电容形成的谐振腔（resonant tank）引入比较大的dv/dt或者di/dt激励，引起比较大的ringing，甚至超过管子的额定电压，烧毁管子。

　　那么我们可以避免这种情况的发生吗？答案是可以的，也就是很多人提到的Zero Voltage Switching，虽然会付出一定的代价。我们先看如何能实现软开关开启Zero Voltage Switching Turn on。

　　图2

　　实现ZVS turn on很简单，只需要在我们开启管子前，Vds上的电压为零就好，这样Ids和Vds就没有重叠了，turn on switching loss为零，没有high di/dt， dv/dt问题，没有ringing，完美！那么如何实现ZVS turn on呢？个人觉得分两种情况讨论：1为PWM converter，2为resonant converter（谐振变换器）。

　　一， 对于PWM converter，就拿最简单的两个管子的half bridge（其实也就是buck converter）做例子。

　　图3

　　对于half bridge 实现ZVS turn on，我们希望当上管Q1开启时电流是流进switching node （vsw）的，也就是图中电感电流为负值，当下管Q2开启时我们希望电流是流出switching node （vsw）的，也就是电感电流为正值。为什么这样就可以实现ZVS turn on了呢？我们就看上管Q1开启过程。如果电感电流iL为负，这时候我们先关闭Q2，这时候Q1还未开启，在这个deadtime中iL会charge Q2的Coss，使Vsw抬高到Vin，当然不能超过Vin，因为Q1的body diode会导通，钳位住Vsw到Vin，这时候Q1的Vds就是Vin-Vsw=0，这时候我们开启Q1就实现ZVS了。同理对于Q2开启时，如果电感电流为正，那么当我们首先关闭Q1管时，Vsw就会被电感电流拉低到0，因为iL》0， Q2的Coss会discharged到0，然后我们再开启Q2，就可以达到ZVS了。这里我有一张其他Topology的PWM converter的波形图，也和buck工作原理类似，大概可以看看基本原理，也就是电感电流为负时，Q1可以实现ZVS，让Vsw的ringing比较小。而当电感电流为正时，实现不了ZVS，Vsw的ringing就比较大了。

　　图4

　　二， 对于resonant converter，其实道理类似，我们也希望在我们开启管子前，Vds上的电压为零。那么对于resonant converter的half bridge，我们希望看到的impedance为inductive，也就是感性的，这样switching node流出的电流I就会滞后于电压V，现在ZVS turn on。

　　图5

　　这是因为如果电流I是滞后与电压V的，这样在Q1开启之前电流I为负值就会charge Q2的Coss，同时discharge Q1的Coss，让V到Vin，这样Q1就实现ZVS turn on了。Q2开启之前，电流I为正，也会discharge Q2的Coss，和charge Q1的Coss，让V到0，这样Q2就实现ZVS了。

　　总结起来，要实现ZVS turn on，对于PWM，需要电感电流为负，而且需要足够的deadtime；对于resonant converter，需要impedance为inductive，而且也需要deadtime。那么有人可能要问，对于PWM converter到底电感电流为多负？deadtime至少为多少可以保证ZVS？对于resonant converter， impedance 到底为多少？deadtime为多少可以保证ZVS？

　　要回答这个定量问题，其实是不那么简单的。对于PWM converter，参考quasi-square-wave

　　ZVS buck converters，我们是可以画出state plane，然后根据state plane图的几何关系定量分析出来的，但是非常繁琐，常常是七八个三角函数等式求解。所以我个人愚见，在设计上，就让开关频率小点，电感值小点，让电感电流ripple足够大，能达到负值就差不多了。对于resonant

　　converter，倒是可以简单地通过积分方法，算出i与t的积分，让这个it积分大于Coss上的charge就行。比如已知impedance，算出V与I的phase shift，然后换算成时间td，然后在td上对电感电流进行积分，只要这个积分大于等于Coss*Vin就行了。

　　图6

　　说了soft switching， ZVS这么多好处，我们谈谈soft switching的弊端。对于PWM converter我们可以看到为了实现ZVS，我们减小了电感值，让电感电流ripple变大，最终达到负值，实现了ZVS，但是付出的代价就是inductor current的RMS值变大，各个元器件的导通损耗（conduction loss）变大，所以我们是牺牲了conduction loss换取switching loss和小ringing。而且如果输出电流越大，我们需要实现ZVS的难度更大，需要进一步增大ripple，造成RMS电流进一步增大，很有可能得不偿失，造成converter整体效率下降。对于resonant converter，在频率很高的情况下，有时候需要让impedance非常inductive，也就是I滞后于V非常厉害才能有足够的charge q来实现ZVS，这其实也是变相降低了有功功率的传输，因为V和I的phase lag比较大，造成了converter的circulating current比较大，RMS电流值增大，也是增大了conduction loss。所以在设计或者考虑ZVS等soft switching时需要对系统有个整体loss的把握，在conduction loss和switching loss之间做好trade-off，这样才能设计出效率最高，最鲁棒的converter。

　　另外soft switching软开关技术还有ZVS turn off，Zero Current Switching turn on，Zero Current Switching turn off。这里就简单介绍了ZVS turn on，因为ZVS turn on对于MOSFET和GaN比较重要，其他softswitching技术这里就不一一叙述了。

　　典型开关MOS电流波形的精细剖析

　　很多工程师在电源开发调试过程中，测的的波形的一些关键点不是很清楚，下面针对反激电源实测波形来分析一下。

　　问题一，一反激电源实测Ids电流时前端有一个尖峰（如下图红色圆圈里的尖峰图），这个尖峰到底是什么原因引起的？怎么来消除或者改善？

　　大家都知道这个尖峰是开关MOS开通的时候出现的，根据反激回路，Ids电流环为Vbus经变压器原边、然后经过MOS再到Vbus形成回路。本来原边线圈电感特性，其电流不能突变，本应呈线性上升，但由于原边线圈匝间存在的分布电容（如下图中的C），在开启瞬间，使Vbus经分存电容C到MOS有一高频通路，所以形成一时间很短尖峰。

　　下面再上两个英文资料，上面的C在下图中等效于Cp或者是Ca

　　经分析，知道此尖峰电流是变压器的原边分布参数造成，所以要从原边绕线层与层指尖间着手，可以加大间隙来减少耦合，也可以尽量设计成单层绕组。

　　例如变压器尽量选用Ae值大的，使设计时绕组圈数变少减少了层数，从而使层间电容变小。也可减少线与线之间的接触面，达到减少分布电容的目的。如三明治绕法把原边分开对此尖峰有改善，还能减少漏感。当然，无论怎样不能完全避免分布电容的存在，所以这个尖峰是不能完全消除的。并且这个尖峰高产生的振荡，对EMI不利，实际工作影响倒不大。但如果太高可能会引起芯片过流检测误触发。

　　所以电源IC内部都会加一个200nS-500nS的LEB Time，防止误触发，就是我们常说的消隐。

　　问题二，开关MOS关端时，IS电流波形上有个凹陷（如下图红色圈内的电流波形的凹陷）这是怎么回事？怎么改善？

　　说这个原因之前先对比下mos漏极电流Id与mos源极电流Is的波形。

　　实测Id波形如下

　　实测Is波形如下

　　从上面的这两个图中看出，ID比IS大一点是怎么回事？其实Is 是不等于Id的，Is = Id Igs（Igs在这里是负电流，Cgs的放电电流如下图），那A，B 两点波形，就容易解释了。

　　Id比Is大，是由于IS叠加了一个反向电流，所以出现Is下降拐点。显然要改善这个电流凹陷可以换开关MOS管型号来调节。

　　看了上面Id的电流波形后问题又来了，mos关断时ID的电流为何会出现负电流？如下图

　　MOS关断时，漏感能量流出给Coss充到高点，即Vds反射尖峰的顶点上。到最高点后Lk相位翻转，Coss反向放电，这时电流流出，也就是Id负电流部份的产生。