电源技巧＃1：反激式转换器设计考虑因素

反激式转换器的许多优点包括成本最低的隔离式电源转换器，可轻松提供多个输出电压，简单的初级侧控制器以及高达300W的功率输出。反激式转换器用于许多离线应用，从电视到手机充电器以及电信和工业应用。他们的基本操作看似令人生畏，设计选择很多，特别是对于之前没有设计过的人。让我们来看一下在5A连续导通模式（CCM）反激时53 VDC到12V的一些关键设计考虑因素。

图1显示了一个详细的60W反激式原理图，工作频率为250 kHz。当FET Q2导通时，输入电压施加在变压器的初级绕组上。绕组中的电流现在升高，允许能量存储在变压器中。由于输出整流器D1反向偏置，因此阻止了流向输出的电流。当Q2关闭时，初级电流中断，迫使绕组的电压极性反转。电流现在流出次级绕组，使点电压正极性反转绕组电压的极性。D1导通，向输出负载提供电流并为输出电容器充电。

图1 60 W CCM反激式转换器原理图
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可以添加额外的变压器绕组，或者甚至堆叠在其他绕组的顶部，以获得额外的输出。但是，增加的产出越多，其监管就越差。这是由于绕组与磁芯（耦合）之间的磁通量不完全以及绕组的物理分离，产生漏电感。漏电感作为与初级和输出绕组串联的杂散电感。这会产生与绕组串联的意外电压降，从而有效降低输出电压调节精度。一般的经验法则是，通过适当缠绕的变压器，期望非调节输出在交叉负载下变化+/- 5％至10％。另外，通过峰值检测泄漏引起的电压尖峰，重载调节输出可以导致无负载二次输出电压的大幅增加。在这种情况下，预载或软钳可以帮助限制电压。

CCM和不连续传导模式（DCM）操作各有其优点。根据定义，当输出整流器电流在下一个周期开始之前降至0A时，就会发生DCM操作。DCM操作的好处包括较低的初级电感，通常会导致较小的电源变压器，消除整流器的反向恢复损耗和FET导通损耗，并且没有右半平面零点。然而，与CCM相比，这些优势被初级和次级中更高的峰值电流，增加的输入和输出电容，增加的电磁干扰（EMI）以及轻载时的占空比操作减少所抵消。

图2 CCM和DCM反激式FET和整流器电流的比较
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图2说明了在最小V IN时Q2和D1中的电流如何变化，并且在CCM和DCM中负载从最大值降低到~25％。在CCM中，占空比对于固定输入电压是恒定的，并且当负载在其最大和最小设计水平（~25％）之间时。当前的“基座”水平随着负载的减小而降低，直到达到DCM，此时占空比减小。在DCM中，最大占空比仅在最小V IN和最大负载时发生。对于增加的输入电压或减小的负载，占空比减小。

这可以使占空比在高线路和最小负载下变小，因此请确保您的控制器能够在此最短的导通时间内正常工作。在整流器电流达到0-A后，DCM操作会导致占空比低于50％的死区时间。它的特点是FET漏极上的正弦电压，由剩余电流，寄生电容和漏电感设定，但通常是良性的。对于这种设计，选择CCM操作是因为可以通过减少开关和变压器损耗来实现更高的效率。

该设计使用一个主要参考的14V偏置绕组，在12V输出达到稳压后为控制器供电，与直接由输入供电相比，降低了损耗。我选择了一个两级输出滤波器来实现低纹波电压。第一级陶瓷电容器处理D1中脉动电流的高RMS电流。它们的纹波电压通过滤波器L1和C9 / C10降低，提供了约10倍的纹波降低以及C9 / C10中降低的RMS电流。如果可以接受更高的输出纹波电压，则可以消除L / C滤波器，但输出电容必须能够处理完整的RMS电流。

所述UCC3809-1或UCC3809-2控制器被设计直接与U2光耦合器用于隔离的应用程序接口。在非隔离设计中，可以消除U2和U3以及直接连接到控制器的电压反馈电阻分压器，例如带内部误差放大器的UCC3813-x系列。

Q2和D1上的开关电压在变压器绕组和元件寄生电容中产生高频共模电流。在没有EMI电容器C12提供返回路径的情况下，这些电流将流入输入和/或输出，增加噪声或可能不稳定的操作。

Q3 / R19 / C18 / R17的组合通过将振荡器的电压斜坡与R18的初级电流检测电压相加来提供斜率补偿，该电流用于电流模式控制。斜率补偿消除了次谐波振荡，这种现象的特征在于宽占空比脉冲，然后是窄脉冲。由于该转换器的设计运行不超过50％，因此我增加了斜率补偿以降低开关抖动的敏感度。然而，过高的电压斜率会将控制回路推向电压模式控制并可能导致不稳定。最后，光耦合器传输来自次级侧的误差信号，以保持输出电压的稳定。反馈（FB）信号包括电流斜坡，斜率补偿，输出误差信号和DC偏移，以降低过电流阈值。

图3显示了Q2和D1的电压波形，显示了一些漏电感和二极管反向恢复引起的振铃。