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PWM 整流器 变换器
导读：本文分析了三相电压源型PWM整流器启动过程并建立其动态模型，分析了产生过冲电流的原因，介绍了冲击电流幅值的估算方法，在此基础上提出了一种新型软启动控制方法，并通过仿真与实验验证了理论分析。
采用LCL滤波器的三相电压源型脉宽调制（PWM）整流器广泛应用于中高功率场合，且可双向运行。基于坐标变换的直接电流控制方法具有控制精度高、调节速度快等优点，广泛应用于三相PWM整流器的控制。直接电流控制中的比例积分（PI）调节器会导致整流器启动瞬间产生过冲电流，使得功率器件承受较大的瞬时电流应力，影响系统的可靠性，故需研究三相整流器启动冲击的抑制方法。
1 引言
三相PWM整流器具有直流电压可控、功率因数高、网侧电流畸变小等优点，广泛应用于新能源发电、电动汽车充放电站等领域。目前常用的三相整流器控制策略有基于d,q旋转坐标系的直（间）接电流PI控制，基于反馈线性化的三相PWM控制法，三相PWM整流器的H∞鲁棒控制等。其中，基于d,q旋转坐标系的直接电流PI控制结构清晰、实现简单，响应速度快，且设计步骤可参考传统的PI设计经验，得到了广泛应用。直接电流PI控制应用于三相整流器时，会在启动时导致较大的冲击电流，增加了功率器件的电流应力，对器件选型及工作可靠性产生了很大影响。
针对三相PWM整流器的启动冲击问题，这里介绍了启动瞬间PI控制器的调节过程，建立了系统的动态模型，在此基础上给出了冲击电流峰值的计算公式，指出了产生启动冲击的原因和影响因素，分析了PI参数对冲击电流大小的影响，并提出了一种新型软启动算法，通过仿真和实验验证了理论分析的可行性。
2 三相PWM整流器控制与建模
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拓扑为三相半桥电压源型变换器（VSC），如图1所示，主要由LCL滤波器、三相桥臂及直流侧电容组成。
忽略R,经d,q坐标变换，系统状态方程为：
Ldid/dt=ud-ed, Ldiq/dt=uq-eq （1）
式中：ud,uq分别为桥臂电压d,q轴分量；L为Lg和Lt之和；id,iq分别为有功、无功电流分量；ed,eq分别为电网电压d,q轴分量。
图2示出系统的控制框图。当整流器正常工作时，将旋转坐标系的d轴与电网电压矢量进行同步。此时eq=0,初始条件下uq=0.假定误差及扰动均较小，则根据式（1）可知在启动过程中iq不会产生冲击。因此，在单位功率因数状态下，ed和ud是影响系统启动冲击的关键因素。
3 启动冲击分析
整流器启动瞬间电压环离散PI控制器输入输出关系表达为：
式中：kp2,ki2分别为电流环PI调节器比例系数和积分系数；,id分别为有功电流给定值与反馈值；uod为电流内环输出；ei为电流环误差信号。
假定轻载启动，则id逐渐增大，ei恒为负。由式（3）可知，此阶段uod为负。设电流环PI调节器输出参考电压矢量在d轴上投影的最大值为Umax,则ud与uod的关系为：
Udc在启动瞬间可近似为恒定，则uod与ud成线性关系，其比例系数为。此时ed为正常数，根据式（2）~（4），ud为负值，ud-ed的绝对值很大，id快速下降。在id从零降到的过程中，ud的值取决于电流环PI调节器中kp2,ki2的大小关系，且保持为负值。当id=时，ei=0,若此时ud仍未达到ed,id将继续下降并超过，直到ud=ed时，id达到峰值。此后ud会超过ed,根据式（1）可知，此时id开始上升，并达到。之后，直流侧电压逐渐达到稳态，过程如图3所示。为方便观察，图中有功电流及其给定均用绝对值表示。Idsat为电流环给定饱和值，I0为有功电流初始值，Ipeak为有功电流峰值。
可见，kp1,ki1对启动冲击影响有限，kP2,ki2对启动冲击具有较大影响，为简化公式，用kp和ki替代kp2和ki2.由于采用数字控制器，故各状态方程均为离散，列写系统差分方程，可求得冲击电流峰值：
4 启动冲击的抑制方法
图4示出三相整流器系统框图。其中，GPI（s）为电流环PI调节器传递函数，其表达式为：
GPI（s）=kp+ki/s （6）
1/（Ts+1）为采样延迟，整流器传递函数为：
GPWM（s）=kPWM/（0.5Ts+1） （7）
GLCL（s）为LCL滤波器传递函数，由于启动冲击为低频响应，LCL滤波器可等效为单L滤波器，故低频下GLCL（s）满足：
GLCL（s）=1/（R+LsS） （8）
式中：Ls=Lg+Lt.
启动冲击是由负常量ed和动态响应超调量两部分引起的电流冲击共同组成，故可在电流环中加入前馈量ed和第一个采样周期的比例输出，并引入高通滤波负反馈法来分别解决这两部分冲击，则此时电流环PI调节器输出初始值为：
可见，kp,kPWM下降均会导致超调量上升。当系统稳定工作时，由于直流侧为阻容放电回路，稳态加载时直流侧电压变化较慢，每个采样周期电流环给定值增量较小，冲击较低，PI参数取值范围较宽，所以设计参数时为保证带LCL滤波器的整流器不发生谐振并尽量降低损耗，PI调节器的kp往往取值较小。但整流器启动时直流侧电压远低于稳态时直流电压，电流环给定为阶跃饱和信号，且此时kPWM下降，超调量大幅上升。因此可在电流内环中加入高通滤波负反馈环节，则改进后的电流内环控制回路如图5所示。
其开环、闭环传递函数分别为：
相对于普通的基准斜坡缓起控制方法，电网电压初值前馈法无需进行PI参数的切换，提高了系统的稳定性和可靠性。
5 仿真和实验验证
基于上述分析，搭建基于matlab/Simulink的18 kW三相整流器仿真模型，直流侧额定工作电压700 V,交流电网电压220 V/380 V/50 Hz,交流侧滤波电感分别为1.8 mH和1.2 mH,输出滤波电容20μF,开关频率5kHz.启动时id动态响应如图6a所示，调节时间约为0.03s.
基于仿真模型搭建了一台18 kW的三相整流器原理样机，其相关参数与仿真模型一致。开关管选取FF75R12RT4.采用高通滤波器负反馈法启动，并将饱和值设定为20 A,启动时的c相进网电流IC和电网电压‰波形如图6b所示。可见，在整流启动时，高通滤波器负反馈法可有效抑制启动冲击电流，且动态特性较好。
6 结论
本文研究了三相整流器的启动冲击，对启动过程进行了数学建模，分析了启动冲击产生的原因并给出了估算启动冲击电流大小的计算方法。在此基础上，针对启动冲击产生的两个要素提出了电流高通滤波负反馈软启动法，分析了其启动性能，并研制了一台18 kW的三相整流器原理样机。通过仿真和实验表明，高通滤波负反馈法简单有效，动态响应速快，可实现快速无冲击启动。
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