。二极管也不会瞬间阻塞：取决于技术的不同，在开始恢复其阻塞状态之前，该器件逆向传导电流。对于硅PN结和连续导通模式(CCM)中的能效是这样的：当二极管和开关一起导通一段短暂的时间，并在降压转换器的Vin中产生一个短暂的短路，功率就会被消耗掉。肖特基二极管不具有恢复损耗，导通损耗明显低于它们的硅计数器。然而，它们的寄生电容在高频应用中会降低能效。在这里将不包含这些现象。
图1：我们在电源转换中使用的器件不是完美的和主寄生项
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用图形表示，通态(on-state，即当串联开关被打开)和断态(off-state，即当二极管续流时) 的电感电压。如图2所示，通过将矩形高度乘以其基长，计算on-state线下或off-state线下的面积。计算面积实际上是将on-state或off-state的变量(这里为vL(t))积分。电感电压随时间的积分(伏秒，V-s)描述电感磁芯磁通在开关时的活动。在平衡状态下，由于一个开关周期的净伏秒值必须为零(在导通期间的通量漂移必须在关断期间返回到其起始点，否则可能会出现饱和)，这两个面积必须是相等的。
图2：电感中的磁通平衡指0以上和0以下的面积相等。这里是一个连续导通模式(CCM)的例子
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在这个表达式中，D是占空比，Tsw是开关周期。在关断时间内，电感电流流向与ton期间同向，但发现一条通过现在导通的二极管的路径。由于二极管被认为是完美的，先前偏置于Vin的电感端子，下降到0 V。电感电压瞬时反转，我们可写出以下面积表达式：
在平衡状态下，从(2)中减去(3)必须返回0：
对上述方程中D的求解返回了理想的降压转换器的经典的直流传输值，注为M：
这是不考虑寄生器件的“一个完美的案例”(请原谅我用法语表达)。
图3：在导通期间，电流流过
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.因此
在关断时间，电感电流保持在相同的方向通过现在续流的二极管。电感电压反转，图4显示功率MOSFET关断时的更新的电流路径：
图4：在关断期间，二极管导通和将电感左端拉到–Vf
。因此，我们有：
如果我们从(6)中减去(7)，然后求解M得到0，我们就有：
在这个表达式中，我们可看到rDS(on)平均影响按占空比D加权，而二极管正向压降Vf取决于
。因此在具有低占空比(例如12到1.2 V转换)的CCM转换器中，最好关注二极管特性(D‘是大的)，并通过可能选择低-Vf的肖特基或实现同步整流将其影响降到最低。当D很小时，rDS(on)的影响就不那么重要了。反之，对于较大的占空比，rDS(on)对能效的影响将更大。无论占空比如何，电感欧姆损耗rL在导通和关断期间都存在，并且必须保持在最低值。 
假设一个12伏电源供电的降转换器必须在5A输出电流(R=1Ω)下精确输出5V。MOSFET rDS(on)为56mΩ，二极管在此电流下的正向压降为787 mV，电感ESR为70mΩ。精确输出5V的占空比是多少？用(9)计算，我们有
在本例中，(5)将返回0.417，这是一个较低的值。我们可使用一个如[1]中所述的有损平均模型来测试(10)。如图5所示。工作偏置点在示意图中显示(1V=100%)，并证实(10)得出的结果。
图5：有耗平均模型说明了各种欧姆路径所带来的影响
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