电感器之电气特性及封装结构
在设计开关转换器并挑选电感器时,电感值L、阻抗Z、交流电阻ACR与Q值(quality factor)、额定电流IDC与ISAT、以及铁芯损失(core loss)等等重要的电气特性都必须考虑。此外,电感器的封装结构会影响漏磁大小,进而影响EMI。以下将分别探讨上述之特性,以作为选择电感器之考虑。
1. 电感值(L)
电感器之电感值在威廉希尔官方网站
设计时为最重要的基本参数,但必须看在工作频率下此电感值是否稳定。电感的标称值通常是在没有外加直流偏置的条件下,以100 kHz或1 MHz所量得。且为确保大量自动化生产的可能性,电感之容差值(tolerance)通常是 ±20%(M)与±30%(N)居多。图5为利用Wayne Kerr的LCR表量测Taiyo Yuden 电感NR4018T220M之电感-频率特性图,如图所示,在5 MHz之前电感值的曲线较为平坦,电感值几乎可视为常数。在高频段因寄生电容与电感所产生的谐振,电感值会上升,此谐振频率称为自我谐振频率(self-resonant frequency;SRF),通常需远高于工作频率。
图5、Taiyo Yuden NR4018T220M电感-频率特性之量测图
2. 阻抗(Z)
如图6,从阻抗图也可以看出电感在不同频率下的表现。电感的阻抗约与频率成正比(Z=2πfL),因此频率愈高,电抗会比交流电阻大很多,所以阻抗表现就如同纯电感(相位为90˚)。而再往高频,由于寄生电容效应,可以看到阻抗的自我谐振频率点,过了此点阻抗下降呈现电容性,且相位逐渐转为-90 ˚。
图6、Taiyo Yuden电感NR4018T220M之阻抗-频率特性
3. Q值与交流电阻(ACR)
Q值在电感的定义中为电抗与电阻的比值,也就是阻抗中虚数部分与实数部分的比,如式(2)。
其中XL为电感器之电抗,RL为电感器之交流电阻。
在低频段,交流电阻比电感造成的电抗大,所以其Q值很低;随着频率增加,电抗(约为2πfL)愈来愈大,即使电阻因集肤效应(skin effect)与邻近(proximity effect)效应愈来愈大,Q值仍随频率增加;在接近SRF时,电感抗逐渐为电容抗抵消,Q值又逐渐变小;在SRF时变为零,因电感抗与电容抗完全相消。图7为NR4018T220M之Q值与频率的关系图,其关系呈现倒钟形。
图7、Taiyo Yuden电感NR4018T220M之Q值与频率的关系图
在电感的应用频段里,Q值愈高愈好;表示其电抗远大于交流电阻。一般而言,Q值最好达到40以上,表示此电感的质量佳。然而,一般随直流偏置增加,电感值会下降,Q值也会降低。若采用扁平漆包线或多股漆包线,可以降低集肤效应,即交流电阻,也就可以提升电感的Q值。
直流电阻DCR一般多认为是铜线的直流电阻,此电阻可依线径与长度计算。然而大部分小电流SMD电感在绕线终端会用超音波焊接做SMD的铜片,但因为铜线长度不长,电阻值不高,因此焊接电阻常会占整体直流电阻相当的比例。以TDK之绕线式SMD电感CLF6045NIT-1R5N为例,其量测直流电阻为14.6mΩ,而依线径及长度计算之直流电阻为12.1mΩ。结果显示此焊接电阻约占整体直流电阻的17%。
交流电阻ACR则因有集肤效应与邻近效应,而会造成ACR随频率增加;一般电感的应用,因交流成份远低于直流成份,所以ACR造成的影响并不明显;但是在轻载时,因为直流成份降低,ACR造成的损耗便不能忽略。集肤效应即在交流的条件下,导体内部电流分布不均匀而集中在导线的表面,造成等效导线截面积降低,进而使导线的等效电阻随频率提高。另外,在一个导线绕组中,相邻的导线会因电流造成磁场的相加减,使得电流集中在导线邻近的表面(或最远的表面,视电流方向而定),同样造成等效导线截面积降低,等效电阻提高的现象,即所谓的邻近效应;在一个多层绕组的电感应用里,邻近效应更是明显。
图8为绕线式SMD电感NR4018T220M的交流电阻与频率关系图。在频率为1kHz时,电阻约为360mΩ;到了100kHz,电阻上升到775mΩ;在10MHz时电阻值接近160Ω。在估算铜损时,其计算须考虑集肤与邻近效应造成的ACR,并修正成式(3)。
IAC,i为某谐波频率的RMS电流,RAC,i为该频率下之交流电阻。
图8、NR4018T220M之交流电阻与频率关系图 4. 饱和电流(ISAT)
饱和电流ISAT一般是标注在电感值衰减如10%、30%或40%之情况下的偏置电流。以气隙铁氧体而言,因其饱和电流特性非常急遽,10%与40%相差不大,可参考图4。但如果是铁粉芯(如冲压式电感),饱和曲线比较缓和,如图9,电感衰减10%或40%的偏置电流相差很多,因此就饱和电流值,二种铁芯将分开探讨如下。
对于一个气隙铁氧体,以ISAT作为威廉希尔官方网站
应用最大的电感电流上限点是合理的。但如果是铁粉芯,因为缓饱和特性,即便应用威廉希尔官方网站
最大电流超过ISAT也不会发生问题,因此这种铁芯特性最适合开关转换器的应用。在重载时,虽然电感器之电感值较低,如图9,造成电流涟波因子较高,但现今的电容电流耐受度高,因此并不会成为问题。在轻载时,电感器之电感值较大,有助于降低电感的涟波电流,进而降低铁损。图9比较了TDK之绕线式铁氧体SLF7055T1R5N及冲压式铁粉芯电感SPM6530T1R5M,在相同电感标称值下的饱和电流曲线。
图9、绕线式铁氧体与冲压式铁粉芯在相同电感标称值下的饱和电流曲线 5. 额定电流(IDC)
IDC值为当电感温升为Tr˚C时的直流偏置。规格书同时标注其在20˚C的直流电阻值RDC。依铜导线的温度系数约为3,930 ppm,在Tr温升时,其电阻值为RDC_Tr = RDC(1 0.00393Tr),其功耗为PCU = I2DCxRDC。此铜损功耗在电感器表面散逸,可计算出电感的热阻ΘTH:
表2为参考TDK VLS6045EX系列(6.0x6.0x4.5mm)的data sheet,并计算出在温升40˚C时之热阻。显然相同系列及尺寸的电感,因表面散热面积一样,其计算所得之热阻也相差无几;换句话说,可以估算不同电感的额定电流IDC。不同系列(封装)的电感,其热阻也不同。表3即比较了TDK VLS6045EX系列(semi-shielded)及SPM6530系列(molded)之电感的热阻。热阻愈大,表示此电感流过负载电流时所产生的温升较高;反之则较低。
表2、VLS6045EX系列电感在温升40˚C时之热阻
从表3可知,即使电感的尺寸相近,由于冲压式电感的热阻低,即散热较好。
表3、不同封装电感的热阻比较
6. 铁芯损失(core loss)
铁芯损失,简称铁损,主要由涡流损与磁滞损造成。涡流损大小主要是看铁芯材料是否容易「导电」;若导电率高,即电阻率低,涡流损就高,如铁氧体的电阻率高,其涡流损就相对的低。涡流损也与频率有关,频率愈高,涡流损愈大,因此铁芯材料会决定铁芯适当的工作频率。一般而言,铁粉芯的工作频率可到1MHz,而铁氧体的工作频率则可到10MHz。若工作频率超过此频率,则涡流损会快速增加,铁芯温度也会提高。然而,随着铁芯材料日新月异,更高工作频率的铁芯应是指日可待。
另一个铁损是磁滞损,其与磁滞曲线所围之面积成正比,即与电流交流成份的摆动(swing)幅度有关;交流摆幅愈大,磁滞损也愈大。
在电感器之等效威廉希尔官方网站
中,常用一个并联于电感的电阻来表示铁损。当频率等于SRF时,电感抗和电容抗抵消,等效电抗为零,此时电感器之阻抗即等效于此铁损电阻串联绕线电阻,且铁损电阻已远大于绕线电阻,所以在SRF时的阻抗就约等于铁损电阻。以一低压电感为例,其铁损电阻约在20kΩ左右,若以电感两端的有效值电压5V来估算,其铁损约为1.25mW,这也说明了铁损电阻愈大愈好。
7. 封装结构(shield structure)
铁氧体电感的封装结构有非遮蔽式、加磁胶之半遮蔽式、与遮蔽式,而不论哪一种都存在相当的空气隙。显然此空气隙会有漏磁发生,且最坏的情况是会干扰周遭之小信号威廉希尔官方网站
,或者,如果附近有导磁材料,其电感值也因此被改变。另一种封装结构为冲压式铁粉电感,由于电感内部没有间隙,且绕组结构扎实,因此磁场散逸问题较小。图10是利用RTO 1004示波器之FFT功能量测冲压式电感上方及侧边3mm处之漏磁场大小。表4列出不同封装结构电感的漏磁场大小比较,可看出非遮蔽式(non-shielded)电感之漏磁最严重;冲压式(molded)电感的漏磁最小,显示其磁遮蔽效果最好。这两种结构的电感之漏磁场大小相差约14dB,也就是将近5倍。
图10、冲压式电感上方及侧边3mm处之所量测之漏磁场大小
表4、不同封装结构电感之漏磁场大小比较
8. 耦合(coupling)
在一些应用当中,有时PCB上会有多组直流转换器,通常会相邻排列,且其对应之电感器也会相邻排列的情况,如果使用非遮蔽式或加磁胶之半遮蔽式的电感器,可能会相互耦合,形成EMI干扰。因此,在放置电感时,建议先标注电感的极性,将电感最内层之起绕点接到转换器之切换电压,如降压转换器的VSW,即动点,而将电感之外层出线端接到输出电容,即静点;铜线绕阻也因此如同形成一定程度的电场遮蔽。在多路转换器的布线安排中,固定电感的极性,有助于固定互感的大小,避免一些意想不到的EMI问题。
电感器之电气特性及封装结构
在设计开关转换器并挑选电感器时,电感值L、阻抗Z、交流电阻ACR与Q值(quality factor)、额定电流IDC与ISAT、以及铁芯损失(core loss)等等重要的电气特性都必须考虑。此外,电感器的封装结构会影响漏磁大小,进而影响EMI。以下将分别探讨上述之特性,以作为选择电感器之考虑。
1. 电感值(L)
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图5、Taiyo Yuden NR4018T220M电感-频率特性之量测图
2. 阻抗(Z)
如图6,从阻抗图也可以看出电感在不同频率下的表现。电感的阻抗约与频率成正比(Z=2πfL),因此频率愈高,电抗会比交流电阻大很多,所以阻抗表现就如同纯电感(相位为90˚)。而再往高频,由于寄生电容效应,可以看到阻抗的自我谐振频率点,过了此点阻抗下降呈现电容性,且相位逐渐转为-90 ˚。
图6、Taiyo Yuden电感NR4018T220M之阻抗-频率特性
3. Q值与交流电阻(ACR)
Q值在电感的定义中为电抗与电阻的比值,也就是阻抗中虚数部分与实数部分的比,如式(2)。
其中XL为电感器之电抗,RL为电感器之交流电阻。
在低频段,交流电阻比电感造成的电抗大,所以其Q值很低;随着频率增加,电抗(约为2πfL)愈来愈大,即使电阻因集肤效应(skin effect)与邻近(proximity effect)效应愈来愈大,Q值仍随频率增加;在接近SRF时,电感抗逐渐为电容抗抵消,Q值又逐渐变小;在SRF时变为零,因电感抗与电容抗完全相消。图7为NR4018T220M之Q值与频率的关系图,其关系呈现倒钟形。
图7、Taiyo Yuden电感NR4018T220M之Q值与频率的关系图
在电感的应用频段里,Q值愈高愈好;表示其电抗远大于交流电阻。一般而言,Q值最好达到40以上,表示此电感的质量佳。然而,一般随直流偏置增加,电感值会下降,Q值也会降低。若采用扁平漆包线或多股漆包线,可以降低集肤效应,即交流电阻,也就可以提升电感的Q值。
直流电阻DCR一般多认为是铜线的直流电阻,此电阻可依线径与长度计算。然而大部分小电流SMD电感在绕线终端会用超音波焊接做SMD的铜片,但因为铜线长度不长,电阻值不高,因此焊接电阻常会占整体直流电阻相当的比例。以TDK之绕线式SMD电感CLF6045NIT-1R5N为例,其量测直流电阻为14.6mΩ,而依线径及长度计算之直流电阻为12.1mΩ。结果显示此焊接电阻约占整体直流电阻的17%。
交流电阻ACR则因有集肤效应与邻近效应,而会造成ACR随频率增加;一般电感的应用,因交流成份远低于直流成份,所以ACR造成的影响并不明显;但是在轻载时,因为直流成份降低,ACR造成的损耗便不能忽略。集肤效应即在交流的条件下,导体内部电流分布不均匀而集中在导线的表面,造成等效导线截面积降低,进而使导线的等效电阻随频率提高。另外,在一个导线绕组中,相邻的导线会因电流造成磁场的相加减,使得电流集中在导线邻近的表面(或最远的表面,视电流方向而定),同样造成等效导线截面积降低,等效电阻提高的现象,即所谓的邻近效应;在一个多层绕组的电感应用里,邻近效应更是明显。
图8为绕线式SMD电感NR4018T220M的交流电阻与频率关系图。在频率为1kHz时,电阻约为360mΩ;到了100kHz,电阻上升到775mΩ;在10MHz时电阻值接近160Ω。在估算铜损时,其计算须考虑集肤与邻近效应造成的ACR,并修正成式(3)。
IAC,i为某谐波频率的RMS电流,RAC,i为该频率下之交流电阻。
图8、NR4018T220M之交流电阻与频率关系图 4. 饱和电流(ISAT)
饱和电流ISAT一般是标注在电感值衰减如10%、30%或40%之情况下的偏置电流。以气隙铁氧体而言,因其饱和电流特性非常急遽,10%与40%相差不大,可参考图4。但如果是铁粉芯(如冲压式电感),饱和曲线比较缓和,如图9,电感衰减10%或40%的偏置电流相差很多,因此就饱和电流值,二种铁芯将分开探讨如下。
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图9、绕线式铁氧体与冲压式铁粉芯在相同电感标称值下的饱和电流曲线 5. 额定电流(IDC)
IDC值为当电感温升为Tr˚C时的直流偏置。规格书同时标注其在20˚C的直流电阻值RDC。依铜导线的温度系数约为3,930 ppm,在Tr温升时,其电阻值为RDC_Tr = RDC(1 0.00393Tr),其功耗为PCU = I2DCxRDC。此铜损功耗在电感器表面散逸,可计算出电感的热阻ΘTH:
表2为参考TDK VLS6045EX系列(6.0x6.0x4.5mm)的data sheet,并计算出在温升40˚C时之热阻。显然相同系列及尺寸的电感,因表面散热面积一样,其计算所得之热阻也相差无几;换句话说,可以估算不同电感的额定电流IDC。不同系列(封装)的电感,其热阻也不同。表3即比较了TDK VLS6045EX系列(semi-shielded)及SPM6530系列(molded)之电感的热阻。热阻愈大,表示此电感流过负载电流时所产生的温升较高;反之则较低。
表2、VLS6045EX系列电感在温升40˚C时之热阻
从表3可知,即使电感的尺寸相近,由于冲压式电感的热阻低,即散热较好。
表3、不同封装电感的热阻比较
6. 铁芯损失(core loss)
铁芯损失,简称铁损,主要由涡流损与磁滞损造成。涡流损大小主要是看铁芯材料是否容易「导电」;若导电率高,即电阻率低,涡流损就高,如铁氧体的电阻率高,其涡流损就相对的低。涡流损也与频率有关,频率愈高,涡流损愈大,因此铁芯材料会决定铁芯适当的工作频率。一般而言,铁粉芯的工作频率可到1MHz,而铁氧体的工作频率则可到10MHz。若工作频率超过此频率,则涡流损会快速增加,铁芯温度也会提高。然而,随着铁芯材料日新月异,更高工作频率的铁芯应是指日可待。
另一个铁损是磁滞损,其与磁滞曲线所围之面积成正比,即与电流交流成份的摆动(swing)幅度有关;交流摆幅愈大,磁滞损也愈大。
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图10、冲压式电感上方及侧边3mm处之所量测之漏磁场大小
表4、不同封装结构电感之漏磁场大小比较
8. 耦合(coupling)
在一些应用当中,有时PCB上会有多组直流转换器,通常会相邻排列,且其对应之电感器也会相邻排列的情况,如果使用非遮蔽式或加磁胶之半遮蔽式的电感器,可能会相互耦合,形成EMI干扰。因此,在放置电感时,建议先标注电感的极性,将电感最内层之起绕点接到转换器之切换电压,如降压转换器的VSW,即动点,而将电感之外层出线端接到输出电容,即静点;铜线绕阻也因此如同形成一定程度的电场遮蔽。在多路转换器的布线安排中,固定电感的极性,有助于固定互感的大小,避免一些意想不到的EMI问题。
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