连接/参考器件
连接/参考器件
ADL5380
400 MHz至6，000 MHz正交解调器
ADA4940-2
超低功耗、低失真ADC驱动器
AD7903
双通道、差分、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC
ADR435
超低噪声XFET 5.0 V基准电压源，具有吸电流和源电流能力
评估和设计支持
威廉希尔官方网站
评估板
ADL5380评估板（ADL5380-EVALZ）
ADA4940-2评估板（ADA4940-2ACP-EBZ）
AD7903评估板（EVAL-AD7903SDZ）
系统演示平台（EVAL-SDP-CB1Z）
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功能与优势
图1中的威廉希尔官方网站
可精确地将400 MHz至6 GHz RF输入信号转换为相应的数字幅度和数字相位。 该信号链可实现0°到360°相位测量，900 MHz时精度为1°。 该威廉希尔官方网站
采用一个高性能正交解调器、一个双通道差分放大器以及一个双通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模数转换器（SAR ADC）。
图1. 用于幅度和相位测量的简化接收器子系统（未显示所有连接和去耦）
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描述
正交解调器
正交解调器提供一个同相（I）信号和一个正好反相90°的正交（Q）信号。 I和Q信号为矢量，因此，可以用三角恒等式计算接收信号的幅度和相移，如图2所示。 本振（LO）输入为原始发射信号，RF输入为接收信号。解调器生成一个和差项。 RF和LO信号的频率完全相同，ωLO = ωRF，因此，结果会过滤掉高频和项，差项则驻留于直流。接收信号的相位（φRF）与发送信号的相位（φLO）有所不同，该相移可表示为φLO - φRF。
真实I/Q解调器具有许多缺陷，包括正交相位误差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有这些都会导致解调信号质量下降。要选择解调器，首先确定RF输入频率范围、幅度精度和相位精度要求。
ADL5380解调器采用5 V单电源供电，可接受400 MHz至6 GHz范围内的RF或IF输入频率，从而成为接收器信号链的理想选择。根据配置，可提供5.36 dB电压转换增益，ADL5380的差分I和Q输出可以把2.5 V p-p差分信号驱动至500 Ω负载。 在900 MHz时，其噪声系数（NF）为10.9 dB，一阶交调截点（IP1）为11.6 dBm，而三阶交调截点（IP3）为29.7 dBm，动态范围出色；而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡则可实现杰出的解调精度。ADL5380采用高级SiGe双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。
ADC驱动器和高分辨率精密ADC
ADA4940-2全差分双通道放大器具有出色的动态性能和可调输出共模电压，是驱动高分辨率双通道SAR ADC的理想之选。ADA4940-2采用5 V单电源供电，以2.5 V共模电压提供±5 V差分输出。 根据配置可提供2倍增益（6 dB），并把ADC输入驱动至满量程。RC滤波器（22 Ω/2.7 nF）可限制噪声，减少来自ADC输入端容性数模转换器（DAC）的反冲。ADA4940-2采用专利的SiGe互补双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。
AD7903双通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，FS增益误差为±0.006%，失调误差为±0.015 mV。AD7903采用2.5 V单电源供电，1 MSPS时功耗仅为12 mW。使用高分辨率ADC的主要目标是实现±1°的相位精度，尤其是当输入信号的直流幅度较小时。 ADC所要求的5 V基准电压源由ADR435低噪声基准电压源产生。
图2. 利用正交解调器测量幅度和相位
图注：
Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差项（直流）
Sum term gets filtered：和项被过滤掉
常见变化
使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解调器可将威廉希尔官方网站
的频率范围扩展至较低频率。
根据具体的应用，可能需要在解调器和ADC之间使用放大器，也可能不需要。ADL5380能够与AD7903直接接口，因为这两个器件的共模电压是兼容的。 如果使用共模电压不在解调器范围内的另一个ADC，那么就需要用一个放大器，以最少的功率损失实现电平转换。
AD798x和AD769x系列ADC可用作AD7903的替代器件。
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评估与测试
如图3所示，接收器子系统利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评估套件实现。 这些威廉希尔官方网站
组件针对子系统中的互连优化。 两个高频锁相输入源提供RF和LO输入信号。
表1总结了接收器子系统中各个组件的输入和输出电压电平。 在解调器的RF输入端，11.6 dBm的信号产生的输入在ADC满量程范围的-1 dB之内。 表1假定ADL5380的负载为500 Ω，转换增益为5.3573 dB，电源增益为- 4.643 dB；假定ADA4940-2增益为6 dB。 该接收器子系统的校准程序和性能结果将在后续章节讨论。
表1. 图1中的输入和输出电压电平
接收器子系统误差校准
接收器子系统有三个主要误差源： 失调、增益和相位。
I和Q通道的各个差分直流幅度与RF和LO信号的相对相位存在正弦关系。 因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通过以下方式计算得到：
电压ICHANNEL = 最大I/Q输出 × cos（θ） （3）
电压QCHANNEL= 最大I/Q输出 × sin（θ） （4）
随着相位移过极化坐标，理想状况下，有些位置会产生相同的电压。 例如，I（余弦）通道上的电压应与+90°或-90°相移相同。 然而，对于本应产生相同直流幅度的输入相位，恒定相移误差（不受RF和LO的相对相位影响）会导致子系统通道产生不同结果。 这种情况如图4和图5所示，其中，当输入应为0 V时，结果产生了两个不同的输出码。这种情况下，-37°的相移远远大于含有锁相环的真实系统的预期值。 结果，+90°实际上表现为+53°，-90°表现为-127°。
图3. 接收器子系统评估平台
表2. 0 dBm RF输入实测相移
通过10个步骤从-180°到+180°收集结果，其中，未校正数据产生图4和图5所示椭圆形。通过确定系统中的额外相移量，可以解决该误差问题。 表2显示，系统相移误差在整个传递函数范围内都是恒定不变的。
系统相位误差校准
对于图3所示系统，当步长为10°时，平均实测相移误差为-37.32°。在已知该额外相移时，可以算出经调整的子系统直流电压。 变量φPHASE_SHIFT定义为观测到的额外系统相移的平均值。 相位补偿信号链中产生的直流电压可以计算如下：
电压ICHANNEL = 最大I/Q输出 × （cos（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） - sin（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （5）
电压QCHANNEL = 最大I/Q输出 × （sin（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） + cos（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （6）
对于给定的相位设置，等式5和等式6提供了目标输入电压。 现在，子系统已线性化，可以校正失调误差和增益误差了。图4和图5中同时显示了线性化的I和Q通道结果。对数据集进行线性回归计算，结果将产生图中所示最优拟合线。 该拟合线为各个转换信号链的实测子系统传递函数。
图4. 线性化的I通道结果
图5. 线性化的Q通道结果
系统失调和增益误差校准
接收器子系统中各信号链的理想失调应为0 LSB，但是，对于I通道和Q通道，实测失调分别为-12.546 LSB和+22.599 LSB。 最优拟合线的斜率代表子系统的斜率。 理想子系统斜率可计算如下：
（7）
图4和图5中的结果表明，I通道和Q通道的实测斜率分别为6315.5和6273.1。 为了校正系统增益误差，必须调整这些斜率。 校正增益误差和失调误差可以确保，利用等式1计算得到的信号幅度与理想信号幅度相匹配。 失调校正与实测失调误差正好相反：
失调误差校正 = –实测失调误差
增益误差校正系数为： （8）
增益误差校正 = 理想斜率 / 实测斜率 （9）
接收转换结果可通过以下方式校正：
校正过的输出代码 = （ 接收输出代码 × 理想斜率 ）/ 实测斜率 + 失调误差校正 （10）
子系统的校准直流输入电压按以下方式计算：
实测信号输入电压 = （2 × VREF × 校正过的输出代码）/（2N - 1） （11）
要计算各子系统信号链的感知模拟输入电压，则须在I通道和Q通道上使用等式11。 利用这些完全调整过的I通道和Q通道电压来计算以各直流信号幅度定义的RF信号幅度。 要评估整个校准程序的精度，可以把收集到的结果转换成调解器输出端产生的理想子系统电压（假设不存在相移误差）；这可以通过以下方式实现：用前面计算得到的平均直流幅度乘以每次试验的实测相位正弦分数（除掉其中计算得到的相移误差）。 计算如下：
完全校正I通道电压 = 平均校准后幅度 × （cos（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） + sin（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （12）
完全校正Q通道电压 = 平均校准后幅度 × （sin（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） - cos（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （13）
其中：
φPHASE_SHIFT是前面计算得到的相位误差。
平均校准后幅度是来自等式1的直流幅度结果，已经过失调误差和增益误差补偿。
表3所示为在0 dBm RF输入幅度条件下，各目标相位输入的校准程序的结果。 等式12和等式13计算得到的校正因子将集成到旨在以本威廉希尔官方网站
笔记所示方式检测相位和幅度的任何系统之中。
表3. 0 dBm RF输入幅度条件下某些目标相位输入端实现的结果
图6为实测绝对相位误差直方图，其中，对于从-180°到+180°的每10°步长，其精度均高于1°。
图6. 0 dBm输入电平（相位步长为10°）条件下的实测绝对相位误差直方图
为了在任何给定输入电平条件下精确测量相位，RF相对于LO的感知相移误差（φPHASE_SHIFT）应恒定不变。 如果实测相移误差开始以目标相位步长（θTARGET）或幅度函数的形式发生变化，则这里所提校准程序的精度将开始下降。 室温下的评估结果显示，900 MHz条件下，对于最大值为11.6 dBm、最小值约为-20 dBm的RF幅度而言，相移误差保持相对恒定。
图7所示为接收器子系统的动态范围以及相应幅度导致的额外相位误差。 当输入幅度降至-20 dBm以下时，相位误差校准精度将开始下滑。系统用户需要确定可接受的信号链误差水平，以确定可接受的最小信号幅度。
图7. 接收器子系统的动态范围以及相应的额外相位误差
图7所示结果用5 V ADC基准电压源收集。 该ADC基准电压源的幅度可以降低，从而为系统提供更小的量化水平；这样，在小信号条件下，相位误差精度会略有提升，但会增加系统饱和几率。 为了提高系统动态范围，另一种选择是采用一种过采样方案，该方案可以提高ADC的无噪声位分辨率。 求均值的采样每增加一倍，结果可使系统分辨率增加1/2 LSB。 给定分辨率增量的过采样比计算方法如下：
过采样率 = 22N
其中，N为增加的位数。
当噪声幅度不再能随机改变各采样的ADC输出代码时，过采样达到一个效益递减点。 在该点时，系统的有效分辨率将不能再次提升。 过采样导致的带宽下降并非大问题，因为系统是以缓慢变化的幅度测量信号的。
AD7903评估软件提供一个校准程序，允许用户针对三个误差源，对ADC输出结果进行校正：相位、增益和失调。 用户需要收集系统未经校正的结果，确定本威廉希尔官方网站
笔记计算的校准系数。 图8所示为图形用户界面的Amp/Phase Panel选项卡，其中，校准系数已高亮显示。 系数一旦确定，则可利用这个选项卡来计算解调器的相位和幅度。 极化坐标为观测到的RF输入信号提供了一种直观的呈现方式。 幅度和相位计算通过等式1和等式2计算。用采样数（Num Samples）下拉框，通过调整每次捕获的采样数，可实现对过采样比的控制。
图8. 接收器子系统校准图形用户界面
设备要求
以下列出了用来评估威廉希尔官方网站
的设备。
● 带USB端口的Windows XP、Windows Vista（32位）、Windows 7（32位）PC
● ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评估板。
● 两个带相位控制的RF信号发生器（比如R&S SMT06）
● 一个数字万用表
● 采用5 V和9 V电源供电
● AD7903评估软件，用来以数字方式处理得到的幅度和相位信息。
图9所示为测试设置的功能框图。
图9. 测试设置功能框图。
连接/参考器件
连接/参考器件
ADL5380
400 MHz至6，000 MHz正交解调器
ADA4940-2
超低功耗、低失真ADC驱动器
AD7903
双通道、差分、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC
ADR435
超低噪声XFET 5.0 V基准电压源，具有吸电流和源电流能力
评估和设计支持
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评估板
ADL5380评估板（ADL5380-EVALZ）
ADA4940-2评估板（ADA4940-2ACP-EBZ）
AD7903评估板（EVAL-AD7903SDZ）
系统演示平台（EVAL-SDP-CB1Z）
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功能与优势
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可精确地将400 MHz至6 GHz RF输入信号转换为相应的数字幅度和数字相位。 该信号链可实现0°到360°相位测量，900 MHz时精度为1°。 该威廉希尔官方网站
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图1. 用于幅度和相位测量的简化接收器子系统（未显示所有连接和去耦）
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描述
正交解调器
正交解调器提供一个同相（I）信号和一个正好反相90°的正交（Q）信号。 I和Q信号为矢量，因此，可以用三角恒等式计算接收信号的幅度和相移，如图2所示。 本振（LO）输入为原始发射信号，RF输入为接收信号。解调器生成一个和差项。 RF和LO信号的频率完全相同，ωLO = ωRF，因此，结果会过滤掉高频和项，差项则驻留于直流。接收信号的相位（φRF）与发送信号的相位（φLO）有所不同，该相移可表示为φLO - φRF。
真实I/Q解调器具有许多缺陷，包括正交相位误差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有这些都会导致解调信号质量下降。要选择解调器，首先确定RF输入频率范围、幅度精度和相位精度要求。
ADL5380解调器采用5 V单电源供电，可接受400 MHz至6 GHz范围内的RF或IF输入频率，从而成为接收器信号链的理想选择。根据配置，可提供5.36 dB电压转换增益，ADL5380的差分I和Q输出可以把2.5 V p-p差分信号驱动至500 Ω负载。 在900 MHz时，其噪声系数（NF）为10.9 dB，一阶交调截点（IP1）为11.6 dBm，而三阶交调截点（IP3）为29.7 dBm，动态范围出色；而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡则可实现杰出的解调精度。ADL5380采用高级SiGe双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。
ADC驱动器和高分辨率精密ADC
ADA4940-2全差分双通道放大器具有出色的动态性能和可调输出共模电压，是驱动高分辨率双通道SAR ADC的理想之选。ADA4940-2采用5 V单电源供电，以2.5 V共模电压提供±5 V差分输出。 根据配置可提供2倍增益（6 dB），并把ADC输入驱动至满量程。RC滤波器（22 Ω/2.7 nF）可限制噪声，减少来自ADC输入端容性数模转换器（DAC）的反冲。ADA4940-2采用专利的SiGe互补双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。
AD7903双通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，FS增益误差为±0.006%，失调误差为±0.015 mV。AD7903采用2.5 V单电源供电，1 MSPS时功耗仅为12 mW。使用高分辨率ADC的主要目标是实现±1°的相位精度，尤其是当输入信号的直流幅度较小时。 ADC所要求的5 V基准电压源由ADR435低噪声基准电压源产生。
图2. 利用正交解调器测量幅度和相位
图注：
Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差项（直流）
Sum term gets filtered：和项被过滤掉
常见变化
使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解调器可将威廉希尔官方网站
的频率范围扩展至较低频率。
根据具体的应用，可能需要在解调器和ADC之间使用放大器，也可能不需要。ADL5380能够与AD7903直接接口，因为这两个器件的共模电压是兼容的。 如果使用共模电压不在解调器范围内的另一个ADC，那么就需要用一个放大器，以最少的功率损失实现电平转换。
AD798x和AD769x系列ADC可用作AD7903的替代器件。
威廉希尔官方网站
评估与测试
如图3所示，接收器子系统利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评估套件实现。 这些威廉希尔官方网站
组件针对子系统中的互连优化。 两个高频锁相输入源提供RF和LO输入信号。
表1总结了接收器子系统中各个组件的输入和输出电压电平。 在解调器的RF输入端，11.6 dBm的信号产生的输入在ADC满量程范围的-1 dB之内。 表1假定ADL5380的负载为500 Ω，转换增益为5.3573 dB，电源增益为- 4.643 dB；假定ADA4940-2增益为6 dB。 该接收器子系统的校准程序和性能结果将在后续章节讨论。
表1. 图1中的输入和输出电压电平
接收器子系统误差校准
接收器子系统有三个主要误差源： 失调、增益和相位。
I和Q通道的各个差分直流幅度与RF和LO信号的相对相位存在正弦关系。 因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通过以下方式计算得到：
电压ICHANNEL = 最大I/Q输出 × cos（θ） （3）
电压QCHANNEL= 最大I/Q输出 × sin（θ） （4）
随着相位移过极化坐标，理想状况下，有些位置会产生相同的电压。 例如，I（余弦）通道上的电压应与+90°或-90°相移相同。 然而，对于本应产生相同直流幅度的输入相位，恒定相移误差（不受RF和LO的相对相位影响）会导致子系统通道产生不同结果。 这种情况如图4和图5所示，其中，当输入应为0 V时，结果产生了两个不同的输出码。这种情况下，-37°的相移远远大于含有锁相环的真实系统的预期值。 结果，+90°实际上表现为+53°，-90°表现为-127°。
图3. 接收器子系统评估平台
表2. 0 dBm RF输入实测相移
通过10个步骤从-180°到+180°收集结果，其中，未校正数据产生图4和图5所示椭圆形。通过确定系统中的额外相移量，可以解决该误差问题。 表2显示，系统相移误差在整个传递函数范围内都是恒定不变的。
系统相位误差校准
对于图3所示系统，当步长为10°时，平均实测相移误差为-37.32°。在已知该额外相移时，可以算出经调整的子系统直流电压。 变量φPHASE_SHIFT定义为观测到的额外系统相移的平均值。 相位补偿信号链中产生的直流电压可以计算如下：
电压ICHANNEL = 最大I/Q输出 × （cos（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） - sin（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （5）
电压QCHANNEL = 最大I/Q输出 × （sin（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） + cos（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （6）
对于给定的相位设置，等式5和等式6提供了目标输入电压。 现在，子系统已线性化，可以校正失调误差和增益误差了。图4和图5中同时显示了线性化的I和Q通道结果。对数据集进行线性回归计算，结果将产生图中所示最优拟合线。 该拟合线为各个转换信号链的实测子系统传递函数。
图4. 线性化的I通道结果
图5. 线性化的Q通道结果
系统失调和增益误差校准
接收器子系统中各信号链的理想失调应为0 LSB，但是，对于I通道和Q通道，实测失调分别为-12.546 LSB和+22.599 LSB。 最优拟合线的斜率代表子系统的斜率。 理想子系统斜率可计算如下：
（7）
图4和图5中的结果表明，I通道和Q通道的实测斜率分别为6315.5和6273.1。 为了校正系统增益误差，必须调整这些斜率。 校正增益误差和失调误差可以确保，利用等式1计算得到的信号幅度与理想信号幅度相匹配。 失调校正与实测失调误差正好相反：
失调误差校正 = –实测失调误差
增益误差校正系数为： （8）
增益误差校正 = 理想斜率 / 实测斜率 （9）
接收转换结果可通过以下方式校正：
校正过的输出代码 = （ 接收输出代码 × 理想斜率 ）/ 实测斜率 + 失调误差校正 （10）
子系统的校准直流输入电压按以下方式计算：
实测信号输入电压 = （2 × VREF × 校正过的输出代码）/（2N - 1） （11）
要计算各子系统信号链的感知模拟输入电压，则须在I通道和Q通道上使用等式11。 利用这些完全调整过的I通道和Q通道电压来计算以各直流信号幅度定义的RF信号幅度。 要评估整个校准程序的精度，可以把收集到的结果转换成调解器输出端产生的理想子系统电压（假设不存在相移误差）；这可以通过以下方式实现：用前面计算得到的平均直流幅度乘以每次试验的实测相位正弦分数（除掉其中计算得到的相移误差）。 计算如下：
完全校正I通道电压 = 平均校准后幅度 × （cos（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） + sin（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （12）
完全校正Q通道电压 = 平均校准后幅度 × （sin（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） - cos（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （13）
其中：
φPHASE_SHIFT是前面计算得到的相位误差。
平均校准后幅度是来自等式1的直流幅度结果，已经过失调误差和增益误差补偿。
表3所示为在0 dBm RF输入幅度条件下，各目标相位输入的校准程序的结果。 等式12和等式13计算得到的校正因子将集成到旨在以本威廉希尔官方网站
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表3. 0 dBm RF输入幅度条件下某些目标相位输入端实现的结果
图6为实测绝对相位误差直方图，其中，对于从-180°到+180°的每10°步长，其精度均高于1°。
图6. 0 dBm输入电平（相位步长为10°）条件下的实测绝对相位误差直方图
为了在任何给定输入电平条件下精确测量相位，RF相对于LO的感知相移误差（φPHASE_SHIFT）应恒定不变。 如果实测相移误差开始以目标相位步长（θTARGET）或幅度函数的形式发生变化，则这里所提校准程序的精度将开始下降。 室温下的评估结果显示，900 MHz条件下，对于最大值为11.6 dBm、最小值约为-20 dBm的RF幅度而言，相移误差保持相对恒定。
图7所示为接收器子系统的动态范围以及相应幅度导致的额外相位误差。 当输入幅度降至-20 dBm以下时，相位误差校准精度将开始下滑。系统用户需要确定可接受的信号链误差水平，以确定可接受的最小信号幅度。
图7. 接收器子系统的动态范围以及相应的额外相位误差
图7所示结果用5 V ADC基准电压源收集。 该ADC基准电压源的幅度可以降低，从而为系统提供更小的量化水平；这样，在小信号条件下，相位误差精度会略有提升，但会增加系统饱和几率。 为了提高系统动态范围，另一种选择是采用一种过采样方案，该方案可以提高ADC的无噪声位分辨率。 求均值的采样每增加一倍，结果可使系统分辨率增加1/2 LSB。 给定分辨率增量的过采样比计算方法如下：
过采样率 = 22N
其中，N为增加的位数。
当噪声幅度不再能随机改变各采样的ADC输出代码时，过采样达到一个效益递减点。 在该点时，系统的有效分辨率将不能再次提升。 过采样导致的带宽下降并非大问题，因为系统是以缓慢变化的幅度测量信号的。
AD7903评估软件提供一个校准程序，允许用户针对三个误差源，对ADC输出结果进行校正：相位、增益和失调。 用户需要收集系统未经校正的结果，确定本威廉希尔官方网站
笔记计算的校准系数。 图8所示为图形用户界面的Amp/Phase Panel选项卡，其中，校准系数已高亮显示。 系数一旦确定，则可利用这个选项卡来计算解调器的相位和幅度。 极化坐标为观测到的RF输入信号提供了一种直观的呈现方式。 幅度和相位计算通过等式1和等式2计算。用采样数（Num Samples）下拉框，通过调整每次捕获的采样数，可实现对过采样比的控制。
图8. 接收器子系统校准图形用户界面
设备要求
以下列出了用来评估威廉希尔官方网站
的设备。
● 带USB端口的Windows XP、Windows Vista（32位）、Windows 7（32位）PC
● ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评估板。
● 两个带相位控制的RF信号发生器（比如R&S SMT06）
● 一个数字万用表
● 采用5 V和9 V电源供电
● AD7903评估软件，用来以数字方式处理得到的幅度和相位信息。
图9所示为测试设置的功能框图。
图9. 测试设置功能框图。
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