简单的运算放大器测量

运算放大器是具有差分输入和单端输出的极高增益放大器。它们通常用于高精度模拟威廉希尔官方网站 ，因此准确测量其性能非常重要。但在开环测量中，它们的开环增益很高，可能高达107或者更多，使得放大器输入端由于拾音、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应而导致的非常小的电压很难避免误差。

通过使用伺服环路在放大器输入端强制零点，可以大大简化测量过程，从而使被测放大器基本上可以测量自己的误差。图1所示为采用该原理的通用威廉希尔官方网站 ，采用辅助运算放大器作为积分器，以建立具有极高直流开环增益的稳定环路。这些开关有助于执行以下简化图中所述的各种测试。

图1.基本运算放大器测量威廉希尔官方网站 。

图1所示威廉希尔官方网站 将大部分测量误差降至最低，并允许精确测量大量直流和一些交流参数。额外的“辅助”运算放大器不需要比被测运算放大器更好的性能。如果直流开环增益为100万或更多，则很有帮助;如果被测器件（DUT）的失调可能超过几mV，则辅助运算放大器应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3）。

DUT的电源电压+V和–V幅度相等，符号相反。当然，总电源电压为2 × V.即使采用本威廉希尔官方网站 的“单电源”运算放大器，也使用对称电源，因为系统接地基准电压源是电源的中点。

作为积分器，辅助放大器配置为直流开环（全增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制在几Hz。这意味着DUT输出端的直流电压被辅助放大器的全增益放大，并通过1000：1衰减器施加到DUT的同相输入端。负反馈迫使 DUT 的输出变为地电位。（事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压——或者，如果我们真的要一丝不苟的话，这个失调加上100 kΩ电阻中由于辅助放大器的偏置电流而产生的压降——但这离地足够近，并不重要，特别是因为测量期间该点电压的变化不太可能超过几微伏）。

测试点TP1上的电压是施加到DUT输入端的校正电压（误差幅度相等）的1000倍。这将是几十mV或更多，因此很容易测量。

理想运算放大器的失调电压为零（V操作系统);也就是说，如果两个输入连接在一起并保持在电源之间的中间电压，则输出电压也应位于电源之间的中间位置。在现实生活中，运算放大器的失调范围从几微伏到几毫伏不等，因此必须向输入施加此范围内的电压，以使输出达到中间电位。

图2显示了最基本测试的配置——失调测量。当 TP1 上的电压是其偏移的 1000 倍时，DUT 输出电压处于地电位。

图2.偏移测量。

理想的运算放大器具有无限输入阻抗，输入中没有电流流动。实际上，小的“偏置”电流在反相和同相输入（Ib–和我B+分别）;它们会在高阻抗威廉希尔官方网站 中引起明显的失调。根据运算放大器类型，它们的范围可以从几飞安（1 fA = 10–15A——每几微秒一个电子）到几纳安，或者甚至在一些非常快的运算放大器中——一到两微安。图3显示了如何测量这些电流。

图3.失调和偏置电流测量。

该威廉希尔官方网站 与图2的失调威廉希尔官方网站 相同，只是增加了两个电阻R6和R7，与DUT输入串联。这些电阻可通过开关 S1 和 S2 短路。两个开关闭合时，威廉希尔官方网站 与图2相同。当S1开路时，来自反相输入的偏置电流以Rs为单位流动，电压差增加到失调。通过测量TP1（=1000我b–×Rs），我们可以计算我b–;同样，通过关闭 S1 并打开 S2，我们可以测量我B+.如果在TP1处测量电压，S1和S2均闭合，然后均开路，则“输入失调电流”I操作系统，我之间的区别B+和我b–，由变化来衡量。使用的R6和R7的值将取决于要测量的电流。

对于 I 的值b在5 pA或更低的量级下，由于涉及大电阻，使用该威廉希尔官方网站 变得非常困难;可能需要其他技术，可能涉及Ib对低漏电电容（取代R）充电的速率s).

当 S1 和 S2 关闭时，I操作系统在 100 Ω电阻中仍然流动，并在 V 中引入误差操作系统，但除非我操作系统大到足以产生大于测量 V 1% 的误差操作系统在此计算中通常可以忽略它。

运算放大器的开环直流增益可能非常高;增益大于 107不是未知的，但 250，000 到 2，000，000 之间的值更常见。直流增益的测量方法是，通过在DUT输出和S6的1 V基准电压源之间切换R5，强制DUT的输出移动已知量（图4中为1 V，但如果器件在足够大的电源上运行，则为10 V）。如果R5处于+1 V，则如果辅助放大器的输入要在零附近保持不变，则DUT输出必须移至–1 V。

图4.直流增益测量。

TP1 处的电压变化衰减为 1000：1，是 DUT 的输入，导致输出发生 1V 变化。由此计算增益很简单（= 1000 × 1 V/TP1）。

为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入所需频率的小交流信号，并在其输出端测量产生的信号（图5中的TP2）。在此过程中，辅助放大器继续稳定 DUT 输出端的平均直流电平。

图5.交流增益测量。

在图5中，交流信号通过10，000：1衰减器施加到DUT输入端。低频测量需要这个大值，其中开环增益可能接近直流值。（例如，在增益为1，000，000的频率下，1 V rms信号将在放大器输入端施加100 μV，这将在放大器寻求提供100 V rms输出时使放大器饱和）。因此，交流测量通常在几百Hz到开环增益下降到单位的频率下进行，如果需要低频增益数据，则使用较低的输入幅度非常小心。所示的简单衰减器只能在高达100 kHz左右的频率下工作，即使杂散电容非常小心;在更高的频率下，需要更复杂的威廉希尔官方网站 。

运算放大器的共模抑制比（CMRR）是共模电压变化引起的失调表观变化与共模电压外加变化之比。在直流时，它通常在80 dB至120 dB之间，但在较高频率下较低。

该测试威廉希尔官方网站 非常适合测量 CMRR（图 6）。共模电压不施加到DUT输入端子，低电平效应可能会破坏测量，但电源电压会发生变化（相对于输入方向相同，即公共方向），而威廉希尔官方网站 的其余部分不受干扰。

图6.直流共模抑制比测量。

在图6威廉希尔官方网站 中，在TP1处测量失调，电源电压为±V（例中为+2.5 V和–2.5 V），两个电源均上调+1 V至+3.5 V和–1.5 V。失调的变化对应于1 V的共模变化，因此直流CMRR是失调变化与1 V的比值。

CMRR是指共模变化的偏移变化，总电源电压不变。另一方面，电源抑制比（PSRR）是失调变化与总电源电压变化的比率，共模电压在电源中点保持不变（图7）。

图7.直流磁比测量。

使用的威廉希尔官方网站 完全相同;不同之处在于总电源电压发生变化，而公共电平保持不变。此处的开关电压为+2.5 V和–2.5 V至+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变为6 V。共模电压保持在中点。计算结果也相同（1000 × TP1/1 V）。

为了测量交流CMRR和PSRR，电源电压随电压调制，如图8和图9所示。DUT继续在直流下开环工作，但交流负反馈定义了精确的增益（图中×100）。

图8.交流共模抑制比测量。

为了测量交流CMRR，DUT的正电源和负电源使用幅度为1 V峰值的交流电压进行调制。两个电源的调制是同相的，因此实际电源电压是稳定的直流，但共模电压是2V p-p的正弦波，这导致DUT输出包含交流电压，该电压在TP2处测量。

如果TP2处的交流电压的幅度为x伏峰值（2x伏峰峰值），则以DUT输入为基准的CMRR（即在×100交流增益之前）为x/100 V，CMRR是该峰值与1 V峰值的比值。

图9.交流磁比测量。

交流 PSRR 是在正电源和负电源上的交流电异相 180° 的情况下测量的。这导致电源电压的幅度被调制（在本例中，峰值为1 V，峰值为2 V p-p），而共模电压在直流时保持稳定。计算与前一个非常相似。

结论

当然，还有许多其他运算放大器参数可能需要测量，以及我们讨论过的许多其他测量方法，但正如我们所看到的，最基本的直流和交流参数可以通过一个简单的基本威廉希尔官方网站 可靠地测量，该威廉希尔官方网站 易于构建、易于理解且没有问题。

审核编辑：郭婷