LLC调试记录

前言：这是我在2015年菜鸟阶段写的调试记录，回顾了当时做一个项目上遇到的问题。由于当时水平垃圾，所以有错误恳请包涵，还请帮忙指正。发出来只是凑一期内容推送，最近工作有点忙。

开始：

G0917 项目经过两个星期的调试，现在完成基本性能的要求。下阶段是针对雷击、传导、辐射等方面的调试和测试。下面将把一个采用ICE2HS01G控制的LLC项目所需要注意的点，做一个逐一的记录和分析。

第一部分谐振参数的选择

LLC是非常适合高频工作的拓扑，在全范围内的软开关是非常优秀的性能。那么对于实际项目，该选择到什么频率的工作点，就决定了变压器和谐振电感的体积。较高频率的工作，能选择更小体积的磁芯，小体积的磁芯在高dB工作时，虽然有较高的mw/Cm^3的比例，但是体积较小对比选择较大磁芯，使用较小dB，但是体积量较大，所以不一定会有很差的效果。

目前，我所考虑LLC的工作频率在较高体积要求的场合，我建议不低于100KHZ。选择磁芯后，按照计算表，选择合理的dB，控制磁芯损耗和线圈损耗。

工作点的放置：

对于输出电压太高，需要使用较高耐压的二极管。考虑输出二极管的反向恢复引起的电流干扰，可以使用低于谐振频率运行，这样可以让副边实现ZCS，对高压小电流输出，会有一定的优势。但是对于低电压，大电流的应用。可以让工作频率稍微高于谐振频率，这样副边电流是连续，对减少输出电容的纹波电流应力应该有一定的帮助。下图是一款12V71A的 PC电源的实际测量波形，可见工作在谐振频率之上。

但是要从恒流的角度考虑的话，随着输出电压降低，所需要的增益越来越小，此时开关频率会不断提高。如果恒流时发生打嗝的问题，就要考虑Fmax是否限制住了增益进一步的降低。同时恒流时，发现恒流在间歇工作时，首要考虑的是是否运放的拉电流太大，是否需要加大运放到光耦之间串联的电阻，用以降低恒流时的增益。

将工作点放在开关频率之上，还有一个考虑点就是，在输出电压可变时，开关频率的变化范围。而且在开关频率变化范围内，是否全范围都实现了软开关。比如54V~48V的输出系统，一把是把54V放在最佳工作点点，当电压下降时，开关频率一路上升，使得频率控制变得可调。

关于谐振参数的选择，这里有一个CM6901的文档：

上面说到，开关频率最佳为，SRC谐振频率 *1.2倍 = SRC的工作频率Fr。这一条到底有没有意义，我要去计算一下。Q 最佳为 0.3 到 0.5之间。由于ATX不考虑输出电压变化，所以不太考虑输出电压变化时，开关频率的变化范围问题。

第二部分

ICE2HS01G控制器的使用细节：

1、Fmin，Rfmin的设置。从Freq引脚直接到地的电阻，设置了最低频率。但是，Load引脚，会通过电压分压检测Freq引脚的电压，如果Load引脚的电压高于1.8V，则判断为过功率保护or开环保护。为什么呢？因为当负载加大时，开关频率会下降。光耦会降低拉Freq引脚的电流，那么仅仅从电压角度来看，Freq引脚有2V电压会不会被拉的很低，所以当Freq电压为1.8V时，也说明此时工作频率已经非常接近你所设定的Fmin的值，如果在正常带负载时，因为Load引脚电压高于1.8V保护掉了，考虑考虑继续降低Fmin。

2、Load引脚，会在低于0.15V会进入跳周期模式。因为在负载降低后，开关频率会上升。此时反馈环要拉升开关频率，来达到降低输出电压的目的。但是在空载时，因为副边绕组上的电压振荡。使得反馈环即使提升开关频率也不会把输出电压降低，当开关频率提升到极限。也就是光耦拉电流拉的使Freq引脚电压从2V下降到0.15V后，控制开始跳周期工作。

3、空载稳压：可以尝试在原边的管子上并联电容，降低空载时副边绕组上的电压振荡峰值。但是在管子上并联电容后，需要考虑死区时间内能否实现ZVS。

4、VMC一般会禁用，VMC工作时，会发3个波，停止三个波。一般通过10K电阻接地，禁用。

5、VINS 母线电压检测，当该引脚电压低于1.25V时，控制器不会发波。

6、TD 原边死区时间设定。通过电阻到地简单设定。

7、Delay 高级延时设定。为了SR可靠性，当原边开关关闭和副边SR信号关闭之间的时间差，可以通过Delay引脚到Gnd的电阻设定。

副边SR的开通时间受下面几个条件限制，比如：谐振参数、负载条件、母线电压。但是SR MOS的开通时间，不能长于原边MOSFET的开关信号，否则会有炸鸡的风险。所以，SR 控制器关闭SR信号有两个条件：原边驱动信号关闭或SR控制器的ON定时器时间到了。两者其中那个先达到条件，就关闭SR-MOS。

然而，从IC驱动信号到副边SR -MOS这个延时，可能会比原边开关关闭要慢。因此，这个关闭延迟功能，就是为对这个延迟可调而实现。代替原边驱动信号关闭后在去关闭SR-MOS，这样可以更加可靠（更加快）的关闭SRMOS，避免因为关闭延迟引起的系统风险。而且这个延迟还是可以通过接地的电阻来调整的。

IC内部的延迟是通过一个固定的2V电压，通过外接的电阻流过的电流来实现定时。比如关闭延迟330ns时，Rdelay为51K见下图，电阻和延迟时间的关系。

简单的说：为了避免IC用原边驱动信号关闭后再去关闭SRMOS，而引入了另外一个威廉希尔官方网站 ，可以在原边管子关闭之前300ns（可调）的时间关闭SRMOS。那么SR关闭后，原边会插入一个死区时间，比如也是300ns，然后SR会比原边驱动信号晚一点开假如100ns，所以从SRMOS从关闭到再次开启之间的时间差为：300ns Tdelay + 330ns Td + Tsr 100ns = 730ns。已经相当可靠，如果从效率的角度考虑，可以让这个Tdelay的时间减少，最好提前100ns关闭就可以。那么加上死区时间，就会有530ns的时间，也足够可靠。

8、 Vres (resonant voltage setting) 谐振电压设定

这个电压是用来决定谐振半桥的工作模式是在CCM或DCM。如果是在DCM模式，那么原边驱动信号开启到副边SR ON信号开启之间的将没有延时。如果是在CCM模式，控制器会在原边开通信号和副边SR ON信号之间添加一个开通延迟。如果判断呢？当Vres电压低于VINs引脚的电压。如何才算进入CCM模式呢，只有当母线电压高于设定值时。比如390V为设定值，低于这个值为Fsw

如把Vres设计为VINS引脚在390V的分压，当母线电压为高于390V时，Vins引脚的电压就会比Vres高。IC就会判断，此时工作在Fsw>Fr模式。 当母线电压较高时，LLC的副边会工作在CCM模式，SR MOS会存在体二极管反向恢复的电流。为了最佳的性能，应该避开SR MOS的体二极管的恢复电流时间。因此控制器会在CCM时，插入一个开头延迟，从而避开了这个反向恢复电流时间。在控制器内部，当VINS电压高于VRES时，SRMOS的开通回避原边MOS的驱动信号晚250ns。

9、CS 电流检测信号

过流保护信号，在CS高于0.8V后会停止发波，等故障定时时间结束后，会重新发波，如果过电流还没解除，会继续打嗝重启。

在CS电压高于1.5V后会锁机，应该避免CS引脚电压高于1.5V。通常使用TVS管，控制CS引脚的电压，也可以使用二极管钳位谐振电容的电压来避免短路时，谐振电容电压高于400V，CS电压也会被限制到400V内感测的值，一般不会锁机。经过实际测试，使用二极管钳位威廉希尔官方网站 控制谐振电容的电压后，短路不会锁机。而且短路保护拉升频率的速度也非常快。

10、CL Current Lever 电流等级

通过一个电阻将CL和SRD连接起来，这个电阻决定了同步整流的开通时间和负载电流的关系。在控制器内部，CL引脚电压和CS引脚成比例，内部也有一个钳位威廉希尔官方网站 控制CL引脚电压不高于1.95V。可通过外部一个去耦电容接到地，滤除从CS引脚传过来的高频纹波，从而降低SR 驱动器关于开通时间和负载电流的变化情况。

SRD ：这个引脚用来关闭SR 功能，通过下拉电阻将SRD接到地、软启动、保持时间、OCP或其他异常条件。内部有一个限制电流的电流源，通过运放在引脚外部保持了2V的电压。通过流出SRD引脚的电流，如果连接了RCL。则流出引脚的电流会决定副边SR MOS的导通时间，通过选择不同的RSRD或RCL来设置副边SR ON时间与负载电流的关系。

这里的意思是，把SR MOS的开通时间和原边电流感测CS联系了起来。CL是可以反应CS引脚的电压的。通过CL和RSD之间的电阻，CL也有电压再加再RSRD上，基于KVL定律，当VCL电压高时，流出SRD的电流小，当VCL低时流出SRD的电流大。从而决定在较低负载时，SR ON的时间较短。当CL的电压上升到2V后，负载电流将不再会影响了SR ON的时间。可见下图

SR ON TIME CONTROL

SR 控制振荡器，具有两个功能。确定 SR MOS 的开通时间。他使用一个稳定的电流对电容充电。充电电流正比于流出SRD引脚的电流，而且被充电的电容集成在IC内部。SRD引脚的电压被稳定到2V，SR MOS的开通时间，能通过外接到SRD引脚的等效电阻来编程。

在这个典型的应用中，5us的的开通时间，通过设定SRD外接的等效电阻到地为62K。关于SRD接地电阻和开通时间的关系可见下图。

固定的SR MOS开通时间控制，并不适用于高性能的LLC变换器。首先LLC的工作频率会受到负载条件，母线电压等外置条件的影响。所以副边的开通周期显然不是固定的，需要引入负载和母线电压的考虑。

然而原边绕组电流能准确的反映出负载的状态，通过对原边的电流检测能够将负载信息输入到SR控制器。在控制器内部，通过CS引脚电压来反映一个电流等级CL的威廉希尔官方网站 。CL通过一个电阻和SRD引脚连接，可以实现在轻负载时SRD的流出电流。

当有重负载和较低的母线电压时，CL引脚电压会被钳位在与SRD引脚电压相同的电压，所以，SR MOS的开通时间，只会受到SRD外接到地的电阻Rsrd控制。如果有一个较轻的负载反应到CS引脚上。那么CL引脚电压会降低会通过连接到SRD引脚电阻来加大流出SRD的电流，减少SR MOS 的开通时间。电阻RCL可调整CL减弱SR MO 开通时间的速度。

SR Protections

SR控制在实际工作中，并不能在任何情况下工作。在某些情况下，SR 驱动信号应该被禁止。一旦这种情况结束，IC会重启SR，重启时会进行SR的软启动。

在原边软启动时，SR会被禁止。当SS引脚电压高于1.9V 20ms后，SR将会被使能。

当LOAD引脚电压低于0.2V，非常轻的负载时，IC也会将关闭SR 信号。如果LOAD引脚电压高于0.7V，IC会将SR软启动并重启。

当OCP发生时，如果软启动电压低于1.8V，SR会被禁止。只有当SS引脚高于1.9V 20ms后才重启SR。

OCP时， CS引脚电压高于0.9V。SR也会禁止。当CS电压低于0.6V SR会重启。

当上面四种情况发生时，IC会关闭SR同时也会降低SRD引脚电压拉到0V。

第三部分实际项目中的短路和过流调试

首先，这个控制的过流保护会有两种情况：1、LOAD引脚电压高于1.8V。2、CS引脚电压高于0.8V。

在实际调试中应该要注意到这两个保护的不同，首先LOAD引脚电压高于1.8V，是和FMIN设置有关系。当负载加大，开关频率降低时，如果FMIN设置不够低，那么LOAD光耦上的电压就非常接近2V。所以LOAD已经会检查到高于1.8V后，停止发波，实现打嗝保护。

实际案例，今天在新组装样机时，发现一个54V一路带到4A左右就保护了，最低频率设置的是97K，之前之所以可以带起来，是因为母线电压是400V，现在母线电压被下降到390V后，就不能带负载了，将最低频率的电阻设置到18K后，可以正常带负载。

过流保护，CS引脚电压高于0.8V后实现打嗝保护。在利用RC威廉希尔官方网站 来感测谐振电容上的电压，应该明白的是，CS引脚上的电压是有纹波的，CS引脚上的纹波受到接地CS盘路电容的控制，一般选择470nF~1uF的电容。有些时候，为了防止CS电压高于1.5V，IC锁定。会在CS上加一个TVS管，但是使用二极管钳位谐振电容后，似乎谐振电容上的电压不会高于1.5V了。这个TVS应该就不要用了，在实际测试上也看到，反复短路N次后，依然不存在锁机的可能性。

短路测试，扫描时间加长：

恒流环的调试：恒流环主要讲究一个慢。如果恒流的增益太大，就会有打嗝的情况。使用时间常数较大的反馈参数，C61和R88可以选择1UF和100R，运放拉电流的串联电阻R102可以根据实际情况增加，一般选择到3.3k~5.6k左右，只需要了解到恒流环主要考虑一个慢字，降低响应速度，可以保证稳定的恒流。

在恒流测试时也应该考虑的一个问题就是，恒流时能否也可以实现ZVS，因为恒流工作频率较高，如果不能实现ZVS，就需要考虑谐振参数和死区时间的组合问题。

第四部分能否实现软开关的关键

LLC实现软开关要比ZVS FB要容易，参数合理可以在全负载范围内实现软开关。主要是靠励磁电感在死区时间内将电容的电荷拉走，计算公式可见下图：需要首先定义的量为：Cds的等效电容（包含并联上去的电容），死区时间的长度。

根据电容和死区时间，就可以计算出大概需要多少的励磁电感。选择励磁电容就决定了励磁电流和软开关的条件。在选择励磁电感时，需要注意励磁电流和谐振电流的峰值的比例。一般可以选择到励磁电流为峰值电流的一半，或者更小1/3。这样可以使MOSFET在关闭时，流过管子的电流较低，降低了关闭损耗。

可从上图实际测试的波形看到，流过MOS的电流在周期的关闭阶段，是直接下降的。也就是说，在励磁电流和谐振电流Ir的交叉点越低，MOS的关闭电流就会越小。

经过在Mathcad里面试验，如果把Im/Ir为一半时，M选择到5~6之间，Q可以选择到0.45左右，Gmax一般可以到1.25。这样可以得到不错的参数，有1.25的增益可以在Holdtime时，母线电压下降时能延迟保持时间。也能在可调电压的输出时，能得到所需要的高压输出。

增益曲线：

实现软开关的波形：

如果非要强行选择Ir/Imag 为1/3 ~１/４的话，会出现增益不够的情况。当然如果输出电压不需要调压或者恒流，可以使用很大的Lm/Lr。这需要分场合使用。

第五部分空载输出稳压

但是为了空载稳压，会在原边的MOSFET上并联电容。添加到管子到的Cds的电容会影响到规定时间内的ZVS实现，因为对电容放电需要更长的时间了。这需要根据实际的电容来调整死区时间的长度。针对空载稳压，还可以在空载时实现PWM控制。降低传递到副边的脉冲宽度，也能较好的时间空载稳压的目的。空载输出电压不能稳定主要的问题是因为副边绕组的电压波形已经变为振荡，不在是一条直线，所以被二极管整流过去后就是输出电压会飙高，可见下图：

因为在空载时，增益曲线在高频段已经下降的很平坦，频率的改变对增益改变作用已经不在巨大。所以单纯的升高频率基本不会解决空载稳压的问题。因此需要从改变上图中空载副边绕组的波形来入手，通过在原边管子上并联电容是改变谐振工作状态的一个办法，由于能实现软开关所以添加电容问题不大。

但是从增益的角度来考虑，如果把变压器的匝比稍微改变，让在空载所需要的增益比之前的增益要大，那么开关频率就会相应的下降。所以，把原边绕组加大1圈或2圈，也是能解决空载稳压的一个好办法。但是有些原边圈数很少的应用，改变一匝，都能很严重的影响工作点。所以也是需要好好考虑的问题。这里有个简单的办法就是，改变母线电压，将母线电压不断下降，指导空载能稳定住。然后看看此时的母线电压对应正常电压的匝比关系，就可以准确的确定匝比。

小结：现在回头来看新手时期做的笔记，可以看出我把问题想的很简单，并没有深入去思考为什么，对控制和系统的理解也很浅显，大有囫囵吞枣之感。幸好是2015年的我，2022的我还可以继续努力。感谢支持，感谢观看。最近要水几期，请谅解。