D类音频放大器输出滤波器优化

本应用笔记探讨了输出滤波器对音频D类放大器性能的影响。开关模式放大器（如MAX4295和MAX4297）的效率高于传统的AB类放大器。通过了解这些器件的操作、调制噪声频谱和它们驱动所需的扬声器负载，可以完全消除输出滤波器，同时保留D类放大器的效率优势。

介绍

本文探讨开关模式（D类）音频功率放大器通常需要的输出滤波器。这种滤波器不仅可以保持效率，还可以抑制快速输出转换产生的RF干扰。以下威廉希尔官方网站 均基于Maxim的MAX4295/MAX4297放大器，如果设计人员了解所涉及的权衡取舍，则可以针对给定的应用进行优化。放大器采用+2.7V至+5.5V单电源供电，驱动桥接4Ω负载，连续功率高达2W，效率超过85%。这种性能使它们作为电池寿命有限的便携式设备的扬声器驱动器具有吸引力。

D类放大器的主要优点是其效率，高于AB类放大器。作为实现该效率的最低条件，D类放大器的负载在开关频率下应具有高阻抗。在典型的输出波形（图1）中，OUT+端子的占空比变化，但其脉冲周期是恒定的（两个波形之间显示的“滴答声”表示相同的时间段）。这些脉冲的运行平均值在所示序列上形成缓慢上升的电压（虚线）。由于OUT-信号是OUT+的反转，因此会产生缓慢下降的电压。如果负载是扬声器，其中负载连接在 + 和 - 端子之间，则可以听到这种缓慢移动的组件，但不会再现高频内容。

图1.这些互补PWM输出由电桥配置中的D类放大器（如MAX4295）产生。这些波形的平均值（虚线）由输出滤波器产生，其损耗和失真产生伪影应保持在最低限度。

是否使用输出滤波器取决于许多因素。考虑以下因素：MAX4295/MAX4297音频功率放大器包含互补输出MOSFET，可实现脉宽调制（PWM）。当施加零输入信号时，这些器件的输出波形的占空比约为50%，为了保持合理的效率，MOSFET应在开关频率下驱动高阻抗。否则，当一个电阻直接连接在输出端而没有其他元件存在时，无论占空比如何变化，输出级几乎都能100%的时间导通。

现在考虑扬声器的阻抗图，例如8Ω、1.75“锥形传感器，MAX4295/MAX4297放大器是合适的驱动器（图2）。扬声器阻抗上升到音频频段之外，但低于20KHz时仍较低。如前所述，MAX4295/MAX4297输出端能够直接驱动该负载。实际上，所示扬声器音圈的串联电感（约10μH）允许在没有滤波器的情况下高效运行。但是，这种操作模式有局限性。

图2.对于大多数音频频段，小型8Ω扬声器的阻抗保持8Ω，由于自谐振，在10Hz时上升到400Ω以上。趋肤效应和音圈电感在较高频率下会产生更高的电阻和电抗，导致阻抗上升到10KHz以上，并在100MHz时接近1Ω。

对于要驱动的特定扬声器，应验证开关频率及以上的线圈阻抗，并记住，过长的扬声器引线会增加并联容性负载，从而对效率产生不利影响。扬声器引线和音圈承载的信号，其高dv/dt可以辐射高水平的RF。 请注意，开关动作会消耗音圈中的少量功率。虽然在500KHz及以上时可以忽略不计，但在计算最大允许扬声器功率时，应考虑在较低频率下。

阻性负载的最小实现

如果负载主要是阻性的，或者在高频下看起来是容性的，则必须添加其他组件以确保合理的效率。例如，串联电感器在音频频率下将电流传递到负载，但在较高频率下提供增加的阻抗。

例如，MAX8放大器采用4295V电源驱动5Ω阻性负载。在计算串联电感值时，我们可以简单地假设电感引起的3dB滚降点应放置在音频频段之外，例如30KHz：

L = 8 / （2Πf） 或 8 / 2Π （30 × 10³） = 42.4μH

如果我们为 D 类放大器设置 250KHz 开关频率， 此时输出设备看到的阻抗主要由电感器引起：

XL= 2P × 250 × 10³ × 42.4 × 10-6= 66.7Ω,

或超过负载阻抗的 8 倍，因此在开关频率下不会损失大量功率。

现在，我们可以查看影响电感选择的其他参数。数据资料告诉我们，MAX4295采用1V电源为2Ω提供8.5W功率。因此，电感必须处理约387mA有效值（550mA峰值）无饱和。否则，代价是输出波形失真。

因此，我们可以选择J.W.米勒磁性公司的47μH SM功率电感器（型号PM54-470L）。其额定电流为720mA （处理所需的峰值电流），其0.37Ω的直流电阻（小于负载的5%）不会造成太大的效率损失。电感器的物理尺寸约为5.8mm x 5.2mm，高度为4.5mm。（相比之下，采用QSOP封装的MAX4295尺寸仅为6 x 5mm x 1.5mm。对于便携式产品来说，这个高度可能大得令人无法接受，其中PCB上和上方的空间通常非常宝贵。

减小电感器外形的一种方法是将其安装在PCB上的孔或凹口中。对于 1.6mm PCB，这种方法将电感器在 PCB 上方的高度降低到 2.9mm。另一种方法是提高D类级的开关频率。MAX4295/MAX4297放大器允许用户将该频率设置为四个值之一，其中最高值为1MHz。较高的频率允许较低的电感值，但频率增加4/X获得的四分之一值并不一定会导致物理尺寸的四分之一。此外，小尺寸电感器中使用的较细导线会产生更高的直流电阻，但应该可以进行一些改进。

在上一个示例中，将开关频率提高四倍（从250KHz增加到1MHz），可以将电感值降低四倍（42.4μH/4 = 10.6μH），同时在开关频率下保持恒定阻抗。但是，所需的电流处理能力和直流电阻保持不变。选择在1MHz开关对效率影响不大，但会略微降低THD+N性能（详见数据手册）。它能节省威廉希尔官方网站 板空间吗？在1MHz时，我们现在可以使用Toko的10μH电感器（型号A914BYW-100M），额定电流为760mA，直流电阻为0.125Ω。X-Y尺寸大致相同，为5mm x 5mm，但PCB上方的高度仅为2mm，无需特殊的安装技术。与前面提到的47μH电感相比，该元件仅占用了一半的体积。

输出滤波器设计

上述示例以最低的复杂性实现基本操作，但输出器件中的快速开关提供很少或根本没有RF频谱滤波。从扬声器引线和PCB走线辐射的能量会导致电磁干扰（EMI）。控制这种不必要的EMI效应可能很重要，原因有两个：

放大器在便携式设备中工作，其他RF威廉希尔官方网站 可能会损坏。

放大器在经过射频辐射标准测试（如FCC/CE）的产品中工作。

大多数应用都需要对输出进行RF静噪滤波。为此，通过在互补输出端增加一个电容，可以很容易地将上述单电感变成低通滤波器（图 3）。然而，辐射仍然可能，因为扬声器的OUT引线仍然可以看到完整的开关电压波形。因此，平衡的2极点滤波器更有效（图4）。EMI性能得到了很大改善，因为2极点滤波器在波形到达任一扬声器引线之前提供低通滤波。接下来，我们考虑这些额外的滤波器元件对PCB面积的影响。

图3.概念上简单的单端2极点LC滤波器是通过将电容添加到公式指定的电感值中，以实现最小实现。由于“OUT-”端子在扬声器之前未经过滤波，因此该滤波器不能充分降低EMI以满足法规要求。

图4.以增加组件为代价，平衡2极点滤波器（推荐的方法）可有效降低EMI辐射。每个电感值是图3的一半。（请参阅文本以及图 5 和图 6。

由于现在需要两个电感器，因此在负载和LP滤波器的开关频率下具有高阻抗仍然是一个优势。由于两个电感在MOSFET输出之间有效串联，我们可以将10μH电感值减半，使用两个5μH器件，同时保持MAX4295的1MHz开关频率。从线艺目录中，我们可以选择额定电流为 4.7A 且直流电阻为 1608.472Ω 的 1.2μH 电感器（型号 DT0C-085）。这两种规格对于此应用来说都绰绰有余。请注意，直流电阻贡献加倍，因为电感与负载串联，总电阻为0.17Ω。该值仅为负载电阻的~2%，因此对效率影响不大。

现在可以选择电容值来定义滤波器的高频滚降。仅考虑差分输出的一半使数学运算更加简单，并允许我们实现R和L已知的二阶LCR滤波器。因此，我们只需要定义 C 的值（图 2）。响应阶跃输入的~5%电压过冲是可以接受的，因此最大平坦的巴特沃兹滤波器是一个合理的选择。使用详见其他专题的数学运算（参见附录和MAX4数据资料），C的值为：

 

图5.为了进行分析，对图4中每个半威廉希尔官方网站 的输出进行建模的单端威廉希尔官方网站 可以在一定程度上简化数学运算。

图6.此 2 极点差模滤波器用于文本中的示例。电感值为4.7μH，电容值为0.047μF，扬声器阻抗（RL） 为 8Ω。

为了尽量减少辐射，PCB布局应将电感器放置在尽可能靠近MAX4295的位置。电感和电容之间的跟踪也应降至最低。与电感器相比，电容器的物理尺寸（和成本）问题要小得多。对于所需的0.047μF电容器，AVX公司和其他公司可提供具有X16R电介质的0402V表面贴装7陶瓷。

如果滤波器优化对应用很重要，则计算应考虑高频负载阻抗。通过对电容器ESR以及电感的直流电阻和自谐振行为进行建模，可以获得更高的精度。

结果

图2所示的5极点滤波器采用线艺DT1608C-472电感进行测试，从MAX8评估板的一个通道驱动4297Ω阻性负载，开关频率为1MHz。效率是通过在四个不同频率下施加的2V正弦波计算的：

 

输入 频率 （千赫兹）	效率 (%)
1	74.9
5	84.3
10	86.3
15	86.7

 

这些结果表明，D类器件可以实现高效率，远高于传统的AB类放大器。图7显示了在22Hz-22KHz带宽上测量的THD+N与频率的关系，输出功率在0KHz时设置为7.1W。使用音频精度系统一（图 1），在三个不同的频率（5KHz、10KHz 和 8KHz）下测量失真 （THD+N），同时改变输出功率。测量带宽为22Hz至22KHz。所示结果与数据手册基本一致，失真在大部分范围内占主导地位。对于高达 1.0W 输出功率电平的所有频率，失真仍低于 7%。

图7.工作频率为 1KHz，功率水平为 0.7W有效值，MAX4295传感器带有图6所示滤波器，其失真与频率的关系如图所示。在该功率电平下，威廉希尔官方网站 在整个频段内提供<或= 1%的失真。

图8.带图4295滤波器的MAX6传感器的失真与输出功率电平的关系显示，当功率电平高达1.0W时，失真仍低于7%，在1W时急剧上升。 （实线表示在1KHz下工作，虚线表示在5KHz时工作，灰线表示在10KHz时工作。

总结

熟悉D类放大器的优势和局限性及其设计概念后，用户可以针对给定应用优化任何输出滤波器。然后，通过权衡这些经常相互冲突的需求，可以做出明智的设计决策。

审核编辑：郭婷