详解大功率电源中MOSFET功耗的计算

 

功率MOSFET是便携式设备中大功率开关电源的主要组成部分。此外，对于散热量极低的笔记本电脑来说，这些MOSFET是最难确定的元件。本文给出了计算MOSFET功耗以及确定其工作温度的步骤，并通过多相、同步整流、降压型CPU核电源中一个30A单相的分布计算示例，详细说明了上述概念。

 

 

也许，今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。CPU的电源电流最近每两年就翻一番。事实上，今天的便携式核电源电流需求会高达60A或更多，电压介于0.9V和1.75V之间。但是，尽管电流需求在稳步增长，留给电源的空间却并没有增加—这个现实已达到了热设计的极限甚至超出。

 

如此高电流的电源通常被分割为两个或更多相，每一相提供15A到30A。这种方式使元件的选择更容易。例如，一个60A电源变成了两个30A电源。但是，这种方法并没有额外增加板上空间，对于热设计方面的挑战基本上没有多大帮助。

 

在设计大电流电源时，MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑中尤其显著，这样的环境中，散热器、风扇、热管和其它散热手段通常都留给了CPU。这样，电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素的挑战。而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。

 

在挑选MOSFET时，首先是要选择有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道的器件。最后还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。本文将一步一步地说明如何计算这些MOSFET的功率耗散，并确定它们的工作温度。然后，通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个30A单相的设计实例，进一步阐明这些概念。

 

计算MOSFET的耗散功率                                                

为了确定一个MOSFET是否适合于某特定应用，你必须计算一下其功率耗散，它主要包含阻性和开关损耗两部分：

 

PD_{DEVICE TOTAL} = PD_RESISTIVE + PD_SWITCHING

 

由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(R_DS(ON))，计算R_DS(ON)看上去是一个很好的出发点。但是MOSFET的R_DS(ON)与它的结温(TJ)有关。话说回来，T_J又依赖于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻(Θ_JA)。这样，似乎很难找到一个着眼点。由于功率耗散的计算涉及到若干个相互依赖的因素，我们可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果(图1)。

 

图1. 该流程图展示了选择各MOSFET (同步整流器和开关MOSFET)的迭代过程。在这个过程中，各MOSFET的结温为假设值，两个MOSFET的功率耗散和允许环境温度通过计算得出。当允许的环境温度达到或略高于我们所期望的机箱内最高温度时(机箱内安装了电源及其所驱动的威廉希尔官方网站 )，这个过程就结束了。

 

迭代过程始于为每个MOSFET假定一个结温，然后，计算每个MOSFET各自的功率耗散和允许的环境温度。当允许的环境气温达到或略高于电源及其所驱动的威廉希尔官方网站 所在的机壳的期望最高温度时，这个过程便结束了。

 

有些人总试图使这个计算所得的环境温度尽可能高，但通常这并不是一个好主意。这样作就要求采用更昂贵的MOSFET，在MOSFET下铺设更多的铜膜，或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流—所有这些都不是我们所期望的。

 

从某种意义上讲，先假定一个MOSFET结温，然后再计算环境温度，这是一种逆向的考虑方法。毕竟环境温度决定了MOSFET的结温—而不是相反。不过，从一个假定的结温开始计算要比从环境温度开始容易一些。

 

对于开关MOSFET和同步整流器，我们可以选择一个最大允许的管芯结温(T_J(HOT))作为迭代过程的出发点。多数MOSFET的数据资料只规定了+25°C下的最大R_DS(ON)，不过最近有些MOSFET文档也给出了+125°C下的最大值。MOSFET的R_DS(ON)随着温度而增加，典型温度系数在0.35%/°C至0.5%/°C之间(图2)。

 

图2. 典型功率MOSFET的导通电阻的温度系数在0.35%每度(绿线)至0.5%每度(红线)之间

 

如果拿不准，可以用一个较差的温度系数和MOSFET的+25°C规格(或+125°C规格，如果有的话)近似估算在选定的T_J(HOT)下的最大R_DS(ON)：

 

R_DS(ON)HOT = R_DS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (T_J(HOT) - T_SPEC)]

 

其中，R_DS(ON)SPEC是计算所用的MOSFET导通电阻，T_SPEC是规定R_DS(ON)SPEC时的温度。利用计算出的R_DS(ON)HOT，可以确定同步整流器和开关MOSFET的功率消耗，具体做法如下所述。

 

在下面的章节中，我们将讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功率消耗，以及完成迭代过程的后续步骤(整个过程详述于图1)。

 

同步整流器的功耗                                                

除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算。只需要考虑阻性损耗即可。

 

最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的R_DS(ON)HOT和工作占空比，通过欧姆定律，我们可以近似计算出它的功率消耗：

 

PD_{SYNCHRONOUS RECTIFIER} = [I_LOAD² × R_DS(ON)HOT] × [1 - (V_OUT/V_INMAX)]

 

开关MOSFET的功耗                                                

开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和R_DS(ON)HOT：

 

PD_RESISTIVE = [I_LOAD² × R_DS(ON)HOT] × (V_OUT/V_IN)

 

开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素，这些因素同时影响到打开和关闭过程。我们可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证：

 

PD_SWITCHING = (C_RSS × V_IN² × f_SW × I_LOAD)/I_GATE

 

其中C_RSS是MOSFET的反向传输电容(数据资料中的一个参数)，f_SW为开关频率，I_GATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(V_GS位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/源出电流。

 

一旦基于成本因素将选择范围缩小到了特定的某一代MOSFET (不同代MOSFET 的成本差别很大)，我们就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗。使用更小(更快)的MOSFET所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而更大(R_DS(ON)更低) 的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。

 

如果V_IN是变化的，需要在V_IN(MAX)和V_IN(MIN)下分别计算开关MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该耗散功率是两种因素之和：在V_IN(MIN)时达到最高的阻性耗散(占空比较高)，以及在V_IN(MAX)时达到最高的开关损耗(由于V_IN²项的缘故)。一个好的选择应该在V_IN的两种极端情况下具有大致相同的耗散，并且在整个VI_N范围内保持均衡的阻性和开关损耗。

 

如果损耗在V_IN(MIN)时明显高出，则阻性损耗起主导作用。这种情况下，可以考虑用一个更大一点的开关MOSFET (或将一个以上的多个管子相并联)以降低R_DS(ON)。但如果在V_IN(MAX)时损耗显著高出，则应该考虑降低开关MOSFET的尺寸(如果是多管并联的话，或者去掉一个MOSFET)，以便使其开关速度更快一点。

 

如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，有多种办法可以解决：

• 改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。

• 改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一点的、R_DS(ON)更低的开关MOSFET。

• 增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。

• 采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的R_DS(ON)和更低的栅极电阻。

 

脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

 

热阻                                                

下一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度，在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值(按照前面图1所示的迭代过程，确定合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET)。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻(Θ_JA)。

 

热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单PCB上的Θ_JA测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。

 

我们可以从MOSFET的Θ_JA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲，Θ_JA通常接近于62°C/W。其他类型的封装，有些带有散热片或裸露的导热片，其热阻一般会在40°C/W至50°C/W (表1)。

 

表1. MOSFET封装的典型热阻

 

可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：

 

T_J(RISE) = PD_{DEVICE TOTAL} × Θ_JA

 

接下来，计算导致管芯达到预定T_J(HOT)时的环境温度：

 

T_AMBIENT = T_J(HOT) - T_J(RISE)

 

如果计算出的T_AMBIENT低于机壳的最大额定环境温度(意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定T_J(HOT)被突破)，必须采用下列一条或更多措施：

• 升高预定的T_J(HOT)，但不要超出数据手册规定的最大值。

• 选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。

• 通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低Θ_JA。

 

重算T_AMBIENT (采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。另一方面，如果计算出的T_AMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部：

• 降低预定的T_J(HOT)。

• 减小专用于MOSFET散热的覆铜面积。

• 采用更廉价的MOSFET。

 

最后这几个步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤，只要保证T_AMBIENT高出机壳最高温度一定裕量，我们可以降低线路板面积和成本。

 

上述计算过程中最大的误差源来自于Θ_JA。你应该仔细阅读数据资料中有关Θ_JA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在1in²的2oz铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜Θ_JA差别很大。例如，带有1in²铜膜的D-Pak封装Θ_JA会达到50°C/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，Θ_JA将高出两倍(表1)。

 

如果将多个MOSFET并联使用，Θ_JA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效Θ_JA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使R_DS(ON)减半但不会改变Θ_JA很多。

 

最后，Θ_JA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下，功率通路上的每个元件，甚至是PCB引线都会产生热量。为了避免MOSFET过热，需仔细估算实际情况下的Θ_JA，并采取下列措施：

• 仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。

• 考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。

• 确定是否有可能增加气流。

• 观察一下在假定的散热路径上，是否有其它显著散热的器件。

• 估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。

 

设计实例                                                

图3所示的CPU核电源提供1.5V/60A输出。两个工作于300kHz的相同的30A功率级总共提供60A输出电流。MAX1544 IC驱动两级威廉希尔官方网站 ，采用180°错相工作方式。该电源的输入范围7V至24V，机壳的最大额定环境温度为+60°C。

 

图3. 该降压型开关调节器中的MOSFET经由本文所述的迭代过程选出。板级设计者通常采用该类型的开关调节器驱动今天的高性能CPU。

 

同步整流器由两片并联的IRF6603 MOSFET组成，组合器件的最大R_DS(ON)在室温下为2.75mΩ，在+125°C (预定的T_J(HOT))下近似为4.13mΩ。在最大占空比94%，30A负载电流，以及4.13mΩ最大R_DS(ON)时，这些并联MOSFET的功耗大约为3.5W。提供2in²铜膜来耗散这些功率，总体Θ_JA大约为18°C/W，该热阻值取自MOSFET的数据资料。组合MOSFET的温升将接近于+63°C，因此该设计应该能够工作在最高+60°C的环境温度下。

 

开关MOSFET由两只IRF6604 MOSFET并联组成，组合器件的最大R_DS(ON)在室温下为6.5mΩ，在+125°C (预定的T_J(HOT))下近似为9.75mΩ。组合后的C_RSS为380pF。MAX1544的1Ω高边栅极驱动器可提供将近1.6A的驱动。V_IN = 7V时，阻性损耗为1.63W，而开关损耗近似为0.105W。输入为V_IN = 24V时，阻性损耗为0.475W 而开关损耗近似为1.23W。总损耗在各输入工作点大致相等，最坏情况(最低V_IN)下的总损耗为1.74W。

 

28°C/W的Θ_JA将产生+46°C的温升，允许工作于最高+80°C的环境温度。若环境温度高于封装的最大规定温度，设计人员应考虑减小用于MOSFET的覆铜面积，尽管该步骤不是必须的。本例中的覆铜面积只单独考虑了MOSFET的需求。如果还有其它器件向这个区域散热的话，可能还需要更多的覆铜面积。如果没有足够的空间增加覆铜，则可以降低总功耗，传递热量到低耗散区，或者采用主动的办法将热量移走。

 

结论                                                

热管理是大功率便携式设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计，但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能，为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算，这样有助于获得一个健壮的热设计。

 

ADI 生产各种具有同步和非同步内部开关的高性能降压开关稳压器IC和降压开关控制器IC。这些开关稳压器可提供2 V至100 V的输入电压，开关频率高达4 MHz，运行效率达96%。利用突发工作模式 (Burst Mode)，可获得几十μA级的静态电流。上述特性组合只需少量外部组件即可实现小尺寸薄型降压开关稳压器威廉希尔官方网站 方案。

 

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 LT8471          

具 2A 开关和同步功能的双通道、多拓扑 DC/DC 转换器

 

LT8471 是一款双通道 PWM DC/DC 转换器，其包含两个内部 2A、50V 开关和一个额外的 500mA 开关以简化降压和负输出转换。每个 2A 通道可独立地配置为一个降压、升压、SEPIC、反激式或负输出转换器。LT8471 能够采用单个输入电压轨产生正输出和负输出，因而非常适合于许多局部电源设计。

 

LT8471 具有一个可调振荡器，该振荡器由一个布设在 RT 引脚和地之间的电阻器来设定。此外，LT8471 还可同步至一个外部时钟。该器件的自由运行或同步开关频率范围可设定在 100kHz 至 2MHz 之间。

 

该器件集成了诸如频率折返、软起动和电源良好等其他特性。LT8471 采用 20 引脚 TSSOP 封装和 28 引脚 (4mm x 5mm) QFN 封装。

 

应用

• 用于信号链路的双轨电源

• 降压 / 降压、降压 / 升压、升压 / 升压、升压 / 负输出、负输出 / 负输出、降压 / 负输出

 

 

LT8471EFE#PBF，¥40.38- ¥71.20

LT8471EFE#TRPBF，¥38.89- ¥71.20

LT8471EUFD#PBF，¥40.38- ¥71.20

LT8471HFE#PBF，¥46.35- ¥73.18

LT8471IFE#PBF，¥44.43- ¥78.34

LT8471IFE#TRPBF，¥42.80- ¥78.34

LT8471IUFD#PBF，¥44.43- ¥78.34

评估板DC1854A，¥1,060.93

 

 

 LT8631          

100V、1A 同步微功率降压型稳压器 

 

LT8631是一款电流模式PWM降压型DC/DC转换器，内置同步开关，可为输出负载提供高达1A的电流。LT8631具有3V至100V宽输入范围，适合调节多种电源的功率，包括汽车和工业系统以及36V至72V电信电源。低纹波突发工作模式可在极低输出电流下保持高效率，同时使输出纹波保持在10mVP-P以下。支持通过电阻在100kHz至1MHz频率范围内进行编程，还具有同步功能，可实现高效率，并优化外部组件尺寸。

 

软启动功能可控制输出电压的斜坡速率，消除启动期间的输入浪涌电流，并提供输出跟踪功能。当输出电压位于稳压输出的±7.5%以内时，会发出电源良好指示信号。欠压保护设置可通过EN/UV引脚进行编程。关断模式可将总静态电流降低至5μA以下。

 

LT8631采用20引脚TSSOP封装，具有裸露焊盘，可实现低热阻和高压引脚间距。

 

应用

• 电信电源

• 分布式电源调节

 

 

LT8631EFE#PBF，¥38.84- ¥68.49

LT8631EFE#TRPBF，¥37.41- ¥68.49

LT8631HFE#PBF，¥44.67- ¥70.53

LT8631IFE#PBF，¥42.63- ¥75.16

LT8631IFE#TRPBF，¥41.06- ¥75.16

评估板DC2110A，¥534.39

 

 

 LTC3312S          

5V、双通道6A/双相12A降压型DC/DC稳压器

 

LTC3312SA具有双通道单芯片同步6A降压型转换器，这些转换器采用4mm × 3mm封装，适用于具有苛刻性能要求且节省空间的应用。两个降压转换器在高达3MHz的开关频率下使用恒定频率峰值电流模式架构，可通过小型外部元件实现高效率和快速瞬态响应。LTC3312SA也可配置为单路输出、2相12A降压转换器。

 

LTC3312SA可在强制连续或脉冲跳跃模式下工作以实现低噪声，或在突发模式下工作以在轻负载条件时实现高效率。通用开关频率可通过外部电阻编程设置为默认2MHz，或通过MODE/SYNC引脚与外部振荡器同步。要降低输入纹波电流，双通道转换器会错相切换180度。

 

LTC3312SA具有2.25V至5.5V的输入范围，可将输出调节至低至500mV。其他特性包括精密使能阈值、PGOOD信号、输出过压保护、热关断和输出短路保护。也包含可编程软启动和温度监控输出。该套件采用22引脚4mm × 3mm × 0.95mm纤薄LQFN封装，并带有裸露焊盘以降低热阻。

 

应用

• 服务器、电信电源、光学网络

• 分布式直流电源系统(POL)

• FPGA、ASIC、μP内核电源

• 工业/汽车/通信

 

 

LTC3312SAAV#PBF，¥29.93- ¥52.75

评估板DC3092A，¥1,062.35- ¥1,134.27

评估板DC3091A，¥1,062.35- ¥1,134.27

 

 LTC3313          

5V、15A同步降压型Silent Switcher，采用3mm × 3mm LQFN封装

 

LTC3313是一款非常小巧、低噪声、单片式降压型DC/DC转换器，能够从2.25V至5.5V输入电源提供高达15A的输出电流。该套件采用Silent Switcher架构，可在高达5MHz的开关频率下实现低EMI和高效率。对于具有更高功率要求的系统，易于实现多相并行转换器。

 

LTC3313采用恒定频率、峰值电流模式控制架构，可实现快速瞬态响应。500mV基准电压源可实现低电压输出。100%占空比操作，可实现低压降。

 

其他功能包括输出稳压时的电源良好信号、精密启用阈值、输出过压保护、热关断、温度监视器、时钟同步、模式选择和输出短路保护。该套件采用紧凑型18引脚3mm × 3mm LQFN封装。

 

应用

• 汽车/工业/通信

• 服务器、电信电源

• 分布式直流电源系统(POL)

• FPGA、ASIC、μP内核电源

 

 

LTC3313EV#PBF，¥36.50- ¥64.39

LTC3313JV#PBF，¥42.45- ¥74.83

评估板EVAL-LTC3313EV-A-Z，¥1,002.25

 

 

 LTC3315A          

采用 2mm × 2mm LQFN 封装的双通道 5V、2A 同步降压型 DC/DC

 

LTC3315A 具有双 2A 单片同步降压型转换器，依靠一个 2.25V 至 5.5V 输入电源运行，采用的封装适合空间受限并具苛刻性能要求的应用。两个降压转换器采用恒定频率、峰值电流模式控制，开关频率高达 3MHz，最小接通时间低至 25ns，可在非常小的应用占板面积内实现高效率和快速瞬态响应。

 

LTC3315A 可工作在强制连续或脉冲跳跃模式 (以实现低噪声) 或突发模式（Burst Mode） (以在轻负载条件下实现高效率)。常用的降压开关频率为 2MHz，并可通过 MODE/SYNC 引脚同步至一个外部振荡器。

 

LTC3315A可以调节低至500mV的输出。其他特性包括精密启用阈值、PGOOD信号、输出过压保护、热关断、输出短路保护和高达100%占空比的低压差操作。LTC3315A提供紧凑型2mm × 2mm LQFN和1.64mm × 1.64mm WLCSP两种封装。

 

应用

• 服务器、电信电源、光学网络

• 分布式 DC 电源系统（POL）

• FPGA、ASIC、微处理器内核电源

• 工业/汽车/通信

 

 

LTC3315AACBZ-R7，¥8.80- ¥18.24

LTC3315AEV#TRMPBF，¥20.51- ¥40.85

LTC3315AEV#TRPBF，¥20.51- ¥40.85

LTC3315AHV#TRMPBF，¥23.70- ¥43.37

LTC3315AIV#TRMPBF，¥21.66- ¥43.16

LTC3315AIV#TRPBF，¥21.66- ¥43.16

LTC3315AJV#TRMPBF，¥22.22- ¥40.65

LTC3315AJV#WTRMPBF，¥31.55- ¥55.59

LTC3315AMPV#TRMPBF，¥43.89- ¥77.41

评估板DC3123A，¥628.66

评估板DC2747A，¥667.99

 

 

 LTC7138          

高效率、140V、400mA 降压型稳压器

 

LTC7138 是一款具有内部电源开关的高效率、降压型 DC/DC 稳压器，其在无负载条件下仅吸收 12μA (典型值) 的 DC 电源电流，同时保持了一个稳定的输出电压。

 

LTC7138 能够提供高达 400mA 的负载电流，并具有一个可编程峰值电流限值，故而提供了一种用于优化效率及减小输出纹波和组件尺寸的简单方法。LTC7138 兼具突发模式 (Burst Mode) 操作、集成型电源开关、低静态电流和可编程峰值电流限值，从而在一个很宽的负载电流范围内实现了高效率。

 

凭借其 4V 至 140V 的宽输入电压范围和可编程过压闭锁功能，LTC7138 成为了一款适合对多种电源实施调节的坚固型稳压器。此外，LTC7138 还具有一个精准的 RUN 引脚门限和软起动功能，旨在保证电源系统启动操作在任何环境中均处于良好受控的状态。一个反馈比较器输出允许在较高电流应用中将多个 LTC7138 并联起来使用。

 

LTC7138 采用可承受高电压的耐热性能增强型 16 引脚 MSE 封装并除去了 4 个引脚。

 

应用

• 工业控制电源

• 医疗设备

• 分布式电源系统

• 便携式仪器

• 电池供电型设备

• 航空电子设备

• 汽车

 

 

LTC7138EMSE#PBF，¥41.01- ¥72.32

LTC7138EMSE#TRPBF，¥39.49- ¥72.32 

LTC7138HMSE#PBF，¥46.97- ¥74.17

LTC7138IMSE#PBF，¥44.97- ¥79.26