用于解决FM调制低功耗方案的IQ调制器的精度和线性介绍

简介

为通信应用生成模拟或数字FM时，IQ调制器提供通用的低功耗解决方案。示例设计将显示混合信号MCU如何用于执行相位累加器和正弦/余弦查找表功能。证明了IQ调制器精度和线性度的重要性。

应用

FM很有用，因为PA的高效率很容易实现。在产品层面，应用可以是无线麦克风，耳机和头盔无线电，以及手持双向无线电。

一些数字FM调制方案是连续相移频键控（FSK），GFSK和M-ary FSK。在商业双向无线电业务中流行的DMR调制标准使用窄带4FSK，其可以如此处所述生成。 1 模拟FM可以是宽带FM或窄带FM（NBFM），如下所述。

为什么要使用IQ调制器？

存在许多用于产生FM的经典威廉希尔官方网站 技术，例如在VCO或参考振荡器或两者中将调制添加到PLL中。电抗调制是另一种经典方法。这些方法的缺点是该设计变得特定于频带以及该频带的单独PLL或电抗调制器。例如，K vco 或PLL环路增益的变化可能会有问题。

IQ调制器方法的好处是：

频率捷变，

本质上面向未来，适合成为软件定义无线电（SDR），

可以实现出色的调制精度。

生成模拟FM

在此FM应用中，IQ调制器可用作精确的360度相位调制器。由于相位是频率的时间积分，因此周期性更新的相位累加器执行时间积分功能。 2

如图1所示，系统的行为类似于传统的DDS，相位累加器寄存器可以递增和递减。 3 查找表（LUT）包含正弦和余弦函数，因此在精确相位处生成固定幅度的旋转矢量。这个复杂的信号由IQ调制器向上转换，以LO频率为中心。对于高调制精度，IQ调制器（如LTC5599和LTC5589）需要差分基带驱动，LTC6362可在所需的V cm = 1.4V下轻松实现。 DAC重建滤波器对于衰减由于采样引起的DAC奈奎斯特图像至关重要。通过选择无源LC滤波器技术，我们可以潜在地降低信道外噪声基底。

基本的DDS调谐方程可以应用于此应用。请注意，我们正在合成正或负ΔF，它表示瞬时频率偏差：

其中：

F OUT =复杂的输出频率，Hz。可以是正频率或负频率。

M =二进制调谐字。可以是正数或负数。

RefClk =累加器更新率，Hz。

N =相位累加器的长度，位。

通过代入M =最大调谐字，计算 F OUT 显示调制器输出的最大瞬时频率偏差。

因为 F OUT 在许多FM应用中通常很低，例如对于NBFM系统，5.5 kHz，对于 RefClk 的要求也相应较低，符合上述DDS公式。在许多情况下，整个角度调制过程在混合信号MCU中实现变得切实可行，以 RefClk 速率进行中断驱动。重要的是，当相位累加器寄存器溢出或下溢时，相位环绕也会保持相位旋转连续且无缝。这使得精确的直流耦合调频成为可能。

音频限制和预加重

用于模拟音频的FM发射器通常会采用限制器，以防止FM过度偏离和溅入相邻频道。精心设计的系统将利用软限制，以便在发生这种情况时将听觉失真降至最低。

如果接收器没有高音频频率的去加重，接收器输出端的白噪声将是令人反感的。为了补偿这一点，发射机通常利用较高频率的音频预加重，以获得音频通带上的净整体平坦响应。 4

由于IQ调制器基本上用作精确移相器，因此实现预加重有两种基本方法：

使用相位调制（不是FM）传输音频。这很好用;然而，FM偏差的限制变得稍微复杂一些，因为目标是限制频率偏移，而不是相位偏移。 FM输入对于编码亚听觉CTCSS或DCS信令仍然有用。 5

使用RC网络在FM调制之前预先强调音频。这是一种优选的方法，因为偏差限制不依赖于频率。

无论选择哪种方法，对于所需通带以外的频率，仍需要额外的低通和高通音频滤波。

带通配置中的FIR滤波器具有完全消除DC频率误差的优点，否则DC频率误差可能以DC偏移的形式通过ADC。如果要求高中心频率稳定性，这是一个很好的优势。

IQ调制器损伤的影响

IQ调制器损伤分为两大类：LO泄漏和图像抑制（IR） LO泄漏导致FM基带矢量旋转偏离中心摆动，产生与偏差和调制速率相关的AM和杂散产物。通常，有两种发生LO泄漏的机制：通过调制器IC传导，并在IC周围辐射。整体屏蔽效能应该使后者稍微小于前者。

图像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函数。任何一种的降级都会使矢量旋转变成椭圆形状，这也会产生与偏差和速率相关的杂散产物。

IQ调制器（如LTC5589 / 99）可以使LO泄漏和镜像拒绝。为获得最佳性能，请调整这些寄存器以获得最低的FM失真，并将值保留在非易失性存储器中。随后的测试结果将显示此方法通常可以获得多少改进。

过多的差分基带驱动也会产生不需要的输出杂散产物，通常为3 rd 次序和更高。 RF输出功率的小幅降低可以大大降低杂散电平，反之亦然。

NBFM的设计实例

对于图1所示的系统，最大FM偏差计算如下：

8位ADC驱动单位增益FIR滤波器。二进制输出范围= -128到+127。

RefClk = ADC转换率

       =相位累加器更新率

       = 196 kHz。

N = 11位

因此，峰值FM偏差=

要减少相位截断杂散，所有11个累加器位映射到LUT条目，总共2,048个正弦条目，加上2,048个余弦条目。每个条目都是8位宽，与每个DAC的分辨率相匹配。 LUT初始化仅在上电时使用浮点触发功能发生一次，具有适当的缩放和舍入以匹配DAC输入范围。再一次，这很容易在混合信号MCU的能力范围内。

在这个例子中，11位累加器比来自ADC的8位输入M长3位。 FIR滤波器。三位是可接受的最小值。对于满量程输入转换，最大相变为-128 /（2 11 ）= -1/16 th 周期，或-22.5度。典型的相变将会少得多。它希望保持最大相变相对较小，以保持IQ轨迹沿着恒定功率圆，而不是在圆上短切。

为了加快构建，该项目采用了来自类似项目的基带差分放大器和DAC重建滤波器，其详细信息已在线记录。 6 每个滤波器为5 th 阶，具有<< 0.5dB的通带平坦度，同时在奈奎斯特图像频率，190kHz及更高的频率下提供至少35dB的衰减。

测试结果

上述系统的测试结果，NBFM的设计实例如下所示。 IQ调制器是工厂演示板上的LTC5599，所有寄存器都处于默认状态，除了为使用的LO频率设置的多相中心频率寄存器，439.44 MHz。

矢量信号分析仪（VSA）是测试调制精度的理想仪器。对于此测试，VSA用于解调IQ调制器输出，如图2所示.VSA处于模拟解调模式，显示相对于时间的瞬时FM或解调FM波形的FFT。

图3和图4显示了该设计可能具有的出色线性度。在两幅图中，ADC的输入峰峰值幅度保持不变，我们观察到输出调制深度也保持不变。

图5和图6说明了模拟FM的FFT在调整调制寄存器之前和之后，输出对于揭示杂散产物至关重要，以最大限度地减少损伤。如前所述，基带驱动幅度的轻微下降将减少高阶杂散产物。对于许多基本应用，不需要调整寄存器。

图7显示频率误差目前约为96 Hz。这是由于ADC输出端的DC偏移误差造成的。在该示例设计中，1 LSB贡献ΔF= 196kHz / 2 11 = 95.7Hz。通过在FIR滤波器中包括高通响应可以消除偏移。同样的数字也显示了大约的总剩余FM。 3 Hz rms，即由于LO的实验室级信号发生器。板载单芯片PLL解决方案将展示更多。该图中的噪声尖峰随机出现，并且被认为是由于ADC偏移略大于1 LSB，但小于2 LSB。

图8显示了RF输出功率和频谱。射频输出功率约为。 + 0.6dBm。平均值用于显示DAC图像杂散产物的水平，在这种情况下约为-70dBc。通过 RefClk 频率的轻微增加可以轻松实现进一步减少。

结论

从用于模拟FM应用的低功率调制器可以获得出色的FM调制精度。对于诸如音频的较低带宽应用，可以使用MCU来计算FM基带矢量。 IQ调制器内的DC偏移和图像抑制寄存器允许调整以获得最佳性能。