传统PWM控制器的控制模型和仿真（反激、正激、半桥、全桥）

对于传统的 PWM 模式控制器，比如 UC384X 系列，能非常好的应用在反激和正激拓扑的控制上。电流模式固有的逐个周期电流限制和超快的动态响应，是非常优秀的性能。虽然 UC384X 系列已经蛮老了，不能用在现在追求5&6级能效的项目上。但是有些追求可靠性的领域，还是蛮喜欢用 UC384X 系列的。话不多说了，下面是参考其内部控制逻辑建立的仿真模型。

第一部分 传统定频反激

UC384X 的内部逻辑图：

图1 UC384X 系列内部逻辑图

首先是一个90瓦的 CCM 反激，其控制逻辑参考 UC3842，可见下图：

图2 U 固定开关频率的反激模型

模型说明：

由 V5 产生一个固定的置位时钟，RS 触发器和输出逻辑参考 UC384X。最关键的 PWM 比较器，由一个 if 语句替代，追求最快的仿真速度。用分压电阻和限制运放的输出，控制到 PWM 比较器的电压不高于 1V。误差放大器由传统的 TL431 替代，光耦用理想的流控电流源替代，于是可以得到仿真的波形：

20ms 的启机波形：

图3 反激的启机波形

展开细节：

✦ V（Vout）是差模电感之前的电压，纹波较大。

✦V（G3：1）是负载端的电压，基本纹波就比较小了。

✦V（Vdrain）是原边 MOS 漏极波形。

✦V（Vcs）是 PWM 比较器的电流信号。

✦V（Vcomp）是 PWM 比较器的给定信号。

图4 反激的几个关键点波形

做一个 0.5A ~４。７Ａ 10ms 切换一次的动态响应测试：

图5 观察在动态负载时的工作波形

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仿真原理图： flyback_test_V1.pdf

仿真原文件： flyback_test_V1.zip

第二部分 传统定频正激

关于50%占空比的限制，可以参考下图，将 S 引脚脉宽设置到半个周期长度，那么 PWM 输出的最大脉宽就被限制住了。

图6 UC384X 系列的控制时序图

仿真原理图：

图7 UC384X 控制的双晶正激模型

模型说明：

为了加快仿真速度，对于双管正激 MOS 的体二极管几乎不走电流的情况下，就直接用理想开关代替。副边也直接用二极管做整流桥，同步整流稍微麻烦。输出用一个压控电流源来做理想负载，控制逻辑和反激几乎一样。

20ms 的上电波形

图8 正激启机仿真

展开细节：

✦V（Vdrain）是原边低端 MOS 的漏极电压

✦V（Vout）是副边输出电压

✦V（Vcs）是 PWM 比较器的电流信号输入

✦V（Vcomp）是 PWM 比较器的给定信号

✦V（D3：3）是副边滤波电感的输入电压

✦I（L3）是副边滤波电感的电流

图9 正激几个关键点波形

做 5 A~40A 10ms 一次的切换：

图9 正激模型在动态负载切换时的工作

展开切换时的细节，分别是 加负载 时：

图10 正激模型在负载增加时

和 减负载 时：

图11 正激模型在负载减少时

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仿真原理图： FORWARD_CM_TEST_V1.pdf

仿真原文件： FORWARD_CM_TEST_V1.zip

第三部分 传统半桥

传统 PWM 控制的半桥和全桥，一般由电压模式控制，常见的 IC 有 SG3525A，UC3825A。是拿 CT 上的电压斜坡和误差放大器的输出进行比较，然后得到一个占空比去控制管子的脉宽。由于要控制半桥和全桥，需要有两路互补的驱动信号，而且还要限制住两路信号的最大占空比。

SG3525A 的内部逻辑图如下：由 OSC 和触发器发出两路限制占空比的互补信号到 NOR 门。NOR 门默认输出为高电平，需将关断 PWM 的信号送到 NOR 门。在 SG3525A 中分别有下列几个送到 NOR 门用来关断输出，限制脉宽。

❶PWM 比较器的输出，误差放大器的电压 Vcomp 高于 Vramp 后发出高电平到触发器的 S，触发器发出高电平到 NOR 门，可以关闭当前输出。

❷OSC 发出的最大占空比限制，通过合理的 RT 和 CT 控制最大的占空比。

❸ULVO IC 欠压保护

❹SHUTDOWN 过流保护信号

❺触发器发出的两路互补驱动信号。

图11 SG3525A 的控制逻辑图

在仿真模型中，为了提高仿真速度，我 用可定义的三角波来作为 CT 上的电压斜坡。用 0.2V 和 2.5V 对斜坡电压进行比较，可得到用来限制占空比的信号 CLK。在通过触发器 U6 得到两路互补的驱动信号 A 和 B，分别都送到 NOR 门。在仿真中，我去掉了欠压保护的控制，控制驱动的 NOR 门只有三个条件用来关断当前的脉宽：

❶A 和 B 互补的驱动。

❷最大占空

❸PWM 比较的输出。

过流保护比较器暂时不使用，电压模式只控制占空比，动态性能要比电流模式差一点点。

图12 电压模式半桥控制模型

先来一个 0~20ms 的启机波形：

图13 电压模式半桥启机波形

展开细节：

✦V（Vout_ac） 输出电压

✦V（L2：1） 副边滤波电感上的电压

✦I（L2） 副边电感上的电流纹波

✦V（C10:2，H1:1） 是变压器两端的电压波形

✦I（C10） 是隔直电容上的电流

图14 电压模式半桥启机波形

做一个 10A~80A 的 10ms 一次的切换：

可以看到这个反馈参数不是很好，动态响应比较糟糕。

图14 电压模式半桥在动态负载切换时的波形

继续展开细节部分：

图15 电压模式半桥在动态负载切换时的波形

资料下载

仿真原文件： hb_uc1825a_v1.pdf

仿真原理图： HB_UC1825A_V1.zip

第四部分 电压模式全桥部分

控制模式几乎和半桥一致，只是用两路信号同时驱动对角的两颗管子，便于仿真就没有使用隔离驱动的威廉希尔官方网站 ，模型可见下图：

图15 电压模式全桥的控制模型

0~20ms 的上电波形：

图16 电压模式全桥的启机波形

展开细节：

✦I（L2） /10 是副边滤波电感上的纹波威廉希尔官方网站 ，便于观察除以10倍。

✦V（VREC） 是副边滤波电感上的电压。

✦V（U2:1，H1:1）/50 是原边变压器两端的电压，为了便于观察除以50倍。

✦I（C10） 是流过隔直电容的电流。

✦V（Vout_ac） 是输出电压（纹波蛮大的）。

图17 电压模式全桥的启机波形

做一个 10A~100A 的 10ms 一次的动态切换：

图18 电压模式全桥的动态负载切换时波形

展开细节：

图19 电压模式全桥的动态负载切换时波形

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仿真原文件： fb_vm_test.zip

仿真原理图： fb_vm_test_v1.pdf

第五部分 电流模式的

全桥控制模型仿真

电流模式只是将原边电流引入控制，和误差放大器的给定做比较，当原边电流达到给定值时，关闭当前周期的脉宽。见控制模型：

图20 峰值电流模式全桥的控制模型

来一个0~20ms上电仿真：

图21 峰值电流模式全桥的启机波形

展开后的细节：

✦V（GAIN:OUT）PWM 比较器的给定是误差放大器的输出

✦V（E7:IN+） PWM 比较器电流信号

✦V（Vout_ac）输出电压

✦V（Vrec） 是副边滤波电感的电压

✦I（L1/10）是副边滤波电感上的电流，为了便于观察除以了10

图22 峰值电流模式全桥的启机波形

做 10A~100A 10ms 的切换：

图22 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形

展开细节：

图23 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形