CN0374 RF至位解决方案可提供6 GHz信号的精密相位和幅度数据

CN0374 使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解调器可将威廉希尔官方网站 的频率范围扩展至较低频率。 根据具体的应用，可能需要在解调器和ADC之间使用放大器，也可能不需要。ADL5380 能够与 AD7903直接接口，因为这两个器件的共模电压是兼容的。如果使用共模电压不在解调器范围内的另一个ADC，那么就需要用一个放大器，以最少的功率损失实现电平转换。 AD798x 和 AD769x 系列ADC可用作 AD7903的替代器件。 正交解调器 正交解调器提供一个同相(I)信号和一个正好反相90°的正交(Q)信号。I和Q信号为矢量，因此，可以用三角恒等式计算接收信号的幅度和相移，如图2所示。本振(LO)输入为原始发射信号，RF输入为接收信号。解调器生成一个和差项。RF和LO信号的频率完全相同，ωLO = ωRF，因此，结果会过滤掉高频和项，差项则驻留于直流。接收信号的相位(φRF)与发送信号的相位(φLO)有所不同，该相移可表示为φLO −φRF。  图2.利用正交解调器测量幅度和相位 真实I/Q解调器具有许多缺陷，包括正交相位误差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有这些都会导致解调信号质量下降。要选择解调器，首先确定RF输入频率范围、幅度精度和相位精度要求。ADL5380解调器采用5 V单电源供电，可接受400 MHz至6 GHz范围内的RF或IF输入频率，从而成为接收器信号链的理想选择。根据配置，可提供5.36 dB电压转换增益，ADL5380的差分I和Q输出可以把2.5 V p-p差分信号驱动至500 Ω负载。在900 MHz时，其噪声系数(NF)为10.9 dB，一阶交调截点(IP1)为11.6 dBm，而三阶交调截点(IP3)为29.7 dBm，动态范围出色；而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡则可实现杰出的解调精度。ADL5380采用高级SiGe双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。 ADC驱动器和高分辨率精密ADC ADA4940-2全差分双通道放大器具有出色的动态性能和可调输出共模电压，是驱动高分辨率双通道SAR ADC的理想之选。ADA4940-2采用5 V单电源供电，以2.5 V共模电压提供±5 V差分输出。根据配置可提供2倍增益(6 dB)，并把ADC输入驱动至满量程。RC滤波器(22 Ω/2.7 nF)可限制噪声，减少来自ADC输入端容性数模转换器(DAC)的反冲。ADA4940-2采用专利的SiGe互补双极性工艺制造，提供4 mm × 4 mm、24引脚小型LFCSP封装。 AD7903双通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，FS增益误差为±0.006%，失调误差为±0.015 mV。AD7903采用2.5 V单电源供电，1 MSPS时功耗仅为12 mW。使用高分辨率ADC的主要目标是实现±1°的相位精度，尤其是当输入信号的直流幅度较小时。ADC所要求的5 V基准电压源由ADR435低噪声基准电压源产生。 如图3所示， 接收器子系统利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评估套件实现。这些威廉希尔官方网站 组件针对子系统中的互连优化。两个高频锁相输入源提供RF和LO输入信号。   图3. 接收器子系统评估平台 表1总结了接收器子系统中各个组件的输入和输出电压电平。在解调器的RF输入端，11.6 dBm的信号产生的输入在ADC满量程范围的−1 dB之内。表1假定 ADL5380 的负载为500 Ω，转换增益为5.3573 dB，电源增益为−4.643 dB；假定 ADA4940-2增益为6 dB。该接收器子系统的校准程序和性能结果将在后续章节讨论。 表1. 图1中的输入和输出电压电平  RF 输入  ADL5380 输出 AD7903 输入  +11.6 dBm +6.957 dBm  4.455 V p-p  -1.022 dBFS  0 dBm -4.643 dBm 1.172 V p-p -12.622 dBFS  -20 dBm -24.643 dBm 0.117 V p-p -32.622 dBFS  -40 dBm -44.643 dBm 0.012 V p-p -52.622 dBFS  -68 dBm -72.643 dBm 466 µV p-p  -80.622 dBFS  接收器子系统误差校准 接收器子系统有三个主要误差源： 失调、增益和相位。 I和Q通道的各个差分直流幅度与RF和LO信号的相对相位存在正弦关系。因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通过以下方式计算得到： 随着相位移过极化坐标，理想状况下，有些位置会产生相同的电压。例如，I(余弦)通道上的电压应与+90°或−90°相移相同。然而，对于本应产生相同直流幅度的输入相位，恒定相移误差(不受RF和LO的相对相位影响)会导致子系统通道产生不同结果。这种情况如图4和图5所示，其中，当输入应为0 V时，结果产生了两个不同的输出码。这种情况下，−37°的相移远远大于含有锁相环的真实系统的预期值。结果，+90°实际上表现为+53°，−90°表现为−127°。 表2. 0 dBm RF输入实测相移 输入相位 (RF至LO) 平均 I 通道 输出代码 平均 Q 通道 输出代码 I 通道 电压 Q通道 电压 实测 相位 实测接收器 子系统相移 -180° -5851.294 +4524.038 -0.893 V  +0.690 V  +142.29°  -37.71°  -90° -4471.731 -5842.293  -0.682 V  -0.891 V   -127.43°  -37.43°  0° +5909.982  -4396.769  +0.902 V  -0.671 V  -36.65°  -36.65°  +90° +4470.072 +5858.444  +0.682 V  +0.894 V  +52.66°  -37.34°  +180° -5924.423 +4429.286  -0.904 V   +0.676 V  +143.22°  -36.78°  通过10个步骤从−180°到+180°收集结果，其中，未校正数据产生图4和图5所示椭圆形。通过确定系统中的额外相移量，可以解决该误差问题。表2显示，系统相移误差在整个传递函数范围内都是恒定不变的。 系统相位误差校准 对于图3所示系统，当步长为10°时，平均实测相移误差为−37.32°。在已知该额外相移时，可以算出经调整的子系统直流电压。变量φPHASE_SHIFT定义为观测到的额外系统相移的平均值。相位补偿信号链中产生的直流电压可以计算如下： 对于给定的相位设置，等式5和等式6提供了目标输入电压。现在，子系统已线性化，可以校正失调误差和增益误差了。图4和图5中同时显示了线性化的I和Q通道结果。对数据集进行线性回归计算，结果将产生图中所示最优拟合线。该拟合线为各个转换信号链的实测子系统传递函数。 图4. 线性化的I通道结果 图5. 线性化的Q通道结果 系统失调和增益误差校准 接收器子系统中各信号链的理想失调应为0 LSB，但是，对于I通道和Q通道，实测失调分别为−12.546 LSB和+22.599 LSB。最优拟合线的斜率代表子系统的斜率。理想子系统斜率可计算如下： 图4和图5中的结果表明，I通道和Q通道的实测斜率分别为6315.5和6273.1。为了校正系统增益误差，必须调整这些斜率。校正增益误差和失调误差可以确保，利用等式1计算得到的信号幅度与理想信号幅度相匹配。失调校正与实测失调误差正好相反： 增益误差校正系数为： 接收转换结果可通过以下方式校正： 子系统的校准直流输入电压按以下方式计算： 要计算各子系统信号链的感知模拟输入电压，则须在I通道和Q通道上使用等式11。利用这些完全调整过的I通道和Q通道电压来计算以各直流信号幅度定义的RF信号幅度。要评估整个校准程序的精度，可以把收集到的结果转换成调解器输出端产生的理想子系统电压(假设不存在相移误差)；这可以通过以下方式实现：用前面计算得到的平均直流幅度乘以每次试验的实测相位正弦分数(除掉其中计算得到的相移误差)。计算如下： 其中： φPHASE_SHIFT是前面计算得到的相位误差。平均校准后幅度是来自等式1的直流幅度结果，已经过失调误差和增益误差补偿。 表3所示为在0 dBm RF输入幅度条件下，各目标相位输入的校准程序的结果。等式12和等式13计算得到的校正因子将集成到旨在以本威廉希尔官方网站 笔记所示方式检测相位和幅度的任何系统之中。 表3. 0 dBm RF输入幅度条件下某些目标相位输入端实现的结果 目标相位  I 通道完全  校正输入电压  Q 通道完全  校正输入电压  完全校正  相位结果  绝对实测  相位误差  -180°  -1.172 V  +0.00789 V  -180.386°  0.386°  -90°  -0.00218 V  -1.172 V  -90.107°  0.107°  0°  +1.172 V  +0.0138 V  +0.677°  0.676°  +90°  +0.000409 V  +1.171 V  +89.98°  0.020°  +180°  -1.172 V  -0.0111 V  +180.542°  0.541°  图6为实测绝对相位误差直方图，其中，对于从−180°到+180°的每10°步长，其精度均高于1°。 图6. 0 dBm输入电平(相位步长为10°)条件下的实测绝对相位误差直方图 为了在任何给定输入电平条件下精确测量相位，RF相对于LO的感知相移误差(φPHASE_SHIFT)应恒定不变。如果实测相移误差开始以目标相位步长(TARGET)或幅度函数的形式发生变化，则这里所提校准程序的精度将开始下降。室温下的评估结果显示，900 MHz条件下，对于最大值为11.6 dBm、最小值约为−20 dBm的RF幅度而言，相移误差保持相对恒定。 图7所示为接收器子系统的动态范围以及相应幅度导致的额外相位误差。当输入幅度降至−20 dBm以下时，相位误差校准精度将开始下滑。系统用户需要确定可接受的信号链误差水平，以确定可接受的最小信号幅度。 图7. 接收器子系统的动态范围以及相应的额外相位误差 图7所示结果用5 V ADC基准电压源收集。该ADC基准电压源的幅度可以降低，从而为系统提供更小的量化水平；这样，在小信号条件下，相位误差精度会略有提升，但会增加系统饱和几率。为了提高系统动态范围，另一种选择是采用一种过采样方案，该方案可以提高ADC的无噪声位分辨率。求均值的采样每增加一倍，结果可使系统分辨率增加½ LSB。给定分辨率增量的过采样比计算方法如下： 其中，N为增加的位数。 当噪声幅度不再能随机改变各采样的ADC输出代码时，过采样达到一个效益递减点。在该点时，系统的有效分辨率将不能再次提升。过采样导致的带宽下降并非大问题，因为系统是以缓慢变化的幅度测量信号的。 AD7903评估软件提供一个校准程序，允许用户针对三个误差源，对ADC输出结果进行校正：相位、增益和失调。用户需要收集系统未经校正的结果，确定本威廉希尔官方网站 笔记计算的校准系数。图8所示为图形用户界面的Amp/Phase Panel 选项卡，其中，校准系数已高亮显示。系数一旦确定，则可利用这个选项卡来计算解调器的相位和幅度。极化坐标为观测到的RF输入信号提供了一种直观的呈现方式。幅度和相位计算通过等式1和等式2计算。用采样数(Num Samples) 下拉框，通过调整每次捕获的采样数，可实现对过采样比的控制。 图8. 接收器子系统校准图形用户界面 设备要求 以下列出了用来评估威廉希尔官方网站 的设备。 带USB端口的Windows® XP、Windows Vista(32位)、Windows 7(32位)PC ADL5380-EVALZ、EVAL- AD7903SDZ 和 EVAL-SDP-CB1Z 评估板。 两个带相位控制的RF信号发生器(比如R&S SMT06) 一个数字万用表 采用5 V和9 V电源供电 AD7903 评估软件，用来以数字方式处理得到的幅度和相位信息。 图9所示为测试设置的功能框图。 图9. 测试设置功能框图 CN0374 RF至位解决方案可提供6 GHz信号的精密相位和幅度数据 图1中的威廉希尔官方网站 可精确地将400 MHz至6 GHz RF输入信号转换为相应的数字幅度和数字相位。该信号链可实现0°到360°相位测量，900 MHz时精度为1°。该威廉希尔官方网站 采用一个高性能正交解调器、一个双通道差分放大器以及一个双通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模数转换器(SAR ADC)。 图1. 用于幅度和相位测量的简化接收器子系统(未显示所有连接和去耦) CN0374 CN0374 | circuit note and reference circuit info RF-to-Bits Solution Offers Precise Phase and Magnitude Data to 6 GHz | Analog Devices

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