在本文中，我们将通过双脉冲测试来确认驱动器源极引脚的效果。
驱动器源极引脚的效果：双脉冲测试比较
为了比较没有驱动器源极引脚的MOSFET和有驱动源极引脚的MOSFET的实际开关工作情况，我们按照右图所示的
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图进行了双脉冲测试，在测试中，使低边（LS）的MOSFET执行开关动作。
高边（HS）MOSFET则通过RG_EXT连接栅极引脚和源极引脚或驱动器源极引脚，并且仅用于体二极管的换流工作。在威廉希尔官方网站
图中，实线是连接到源极引脚的示意图，虚线是连接到驱动器源极引脚的示意图。
我们来分别比较导通时和关断时的漏-源电压VDS和漏极电流ID的波形以及开关损耗。测试中使用的是最大额定值（VDSS的波形以及开关损耗。测试中使用的是最大额定值（RDS（on））为 40mΩ的SiC MOSFET。TO-247N封装的产品（型号：SCT3040KL）没有驱动器源极引脚，TO-247-4L（SCT3040KR）和TO-263-7L（SCT3040KW7）有驱动器源极引脚。这是在RG_EXT为10Ω、施加电压VHVDC为800V、ID为50A左右的驱动条件下的波形。
与没有驱动器源极引脚的TO-247N封装产品（浅蓝色虚线）相比，有驱动器源极引脚的TO-247-4L封装产品（红色虚线）和TO-263-7L封装产品（绿色虚线）导通时的ID上升速度更快。通过比较，可以看出TO-247N封装产品（浅蓝色线）的开关损耗为 2742µJ，而TO-247-4L封装产品（红色线）为1690µJ，开关损耗减少约38%；TO-263-7L封装产品（绿线）为 2083µJ，开关损耗减少24%，减幅显著。
通过导通波形可以确认，TO-247-4L的ID峰值达到了80A，比TO-247N大23A。这是因为，尽管在MOSFET的开关工作过程中对COSS的充放电能量是恒定的，但由于驱动器源极引脚可提高开关速度，所以充放电时间缩短，最终导致充电电流的峰值变大。虽然HS侧MOSFET的误启动也会导致峰值电流增加，但这不是误启动造成的。
TO-263-7L的ID峰值为60A，不如TO-247-4L的大。这是由于换流侧MOSFET（HS）的封装电感不同造成的，与后续会介绍的关断浪涌的差异成因一样。也就是说，由dID/dt产生的开关侧（LS）和换流侧MOSFET的总封装电感引起的电动势，会将开关侧MOSFET的VDS压低，并使开关侧MOSFET的COSS中积蓄的能量被释放，但TO-263-7L的放电电流很小，导通时的ID峰值也很小。
此外，导通时的开关损耗EON也是由于相同的原因，TO-247-4L封装产品的开关侧MOSFET的VDS被压低，最终使开关损耗EON降低。
但是，如果TO-247-4L和TO-263-7L没有采取误启动对策，发生误启动时导通电流的峰值可能会进一步增加，因此建议务必采取误启动对策，比如在米勒钳位威廉希尔官方网站
或栅极-源极之间连接几nF的电容。如果希望进一步了解详细信息，请参考应用指南中的“SiC-MOSFET 栅极-源极电压的浪涌抑制方法”。
接下来是关断时的波形。可以看出，TO-247N封装产品（浅蓝色实线）的开关损耗为2093µJ，TO-247-4L封装产品（红色实线）为1462µJ，开关损耗降低约30%，TO-263-7L封装产品（绿色实线）为1488µJ，开关损耗降低约29%，即使降幅没有导通时那么大，也已经是很大的改善。
关断时在VDS中观测到的关断浪涌的主要起因是主威廉希尔官方网站
的总寄生电感。它是前面给出的双脉冲测试威廉希尔官方网站
中的布线电感LMAIN与开关侧和换流侧MOSFET的封装电感（LDRAIN+LSOURCE）的合计值。因此，对于封装电感几乎相同的TO-247-4L（红色实线）和TO-247N（浅蓝色实线）而言，浪涌会随着dID/dt速度的升高而增加。在该测试中，TO-247-4L为1009V，比TO-247N的890V大119V，因此可能需要采取缓冲威廉希尔官方网站
等浪涌对策。
同为带有驱动器源极引脚的产品，TO-263-7L（绿色实线）的浪涌比TO-247-4L（红色实线）小，是因为封装结构不同。TO-263-7L的漏极被分配到封装背面的散热片，并被直接焊接在
PCB上。另外，由于源极引脚被分配给7个引脚中的5个引脚，因此封装电感小于TO-247-4L。请注意，开关侧的浪涌会随着换流侧（而非开关侧）封装电感的减小而变小。
关于开关损耗的比较信息汇总如下：
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