氮化镓技术是功率级的真正推动者，如今可提供过去十年无法想象的性能。只有当栅极驱动器与晶体管具有相同程度的性能和创新时，才能获得GaN的最大性能和优势。经过多年的研发，MinDCet通过推出MDC901栅极驱动器克服了GaN栅极驱动的陷阱。
介绍
自从十多年前推出第一个氮化镓（GaN）晶体管以来，它们在电力
电子领域的优势已经广为人知。事实上，GaN的材料特性为给定的导通电阻提供了较低的寄生电容，固有的快速开关瞬变，缺乏反向恢复和高温工作能力。这些优异的性能似乎是高性能功率转换器的完美组合。
然而，要实现GaN的性能潜力，必须考虑两个重要方面。首先，人们普遍认为GaN的快速瞬态开关能力将直接导致更高的开关频率，从而提高效率。当GaN以最佳速度开关时，与MOSFET技术相比，对于给定频率，它确实显示出更低的开关损耗。GaN开关损耗相对较低的主要原因是开关瞬变期间的时间缩短，即电压和电流同时存在于开关上方和通过开关的时间。该开关损耗引起的焦耳损耗随频率线性增加。最终，当GaN工作在越来越高的开关频率下时，产生的GaN效率可能与基于MOSFET的转换器相同或可能更低。虽然GaN在较高开关频率下的效率优势逐渐降低，但基于GaN的转换器还受益于使用更小的存储无源器件，相当于更高的功率密度。
图 1：在不同开关频率下，48V 至 3.3V GaN 降压转换器的测量效率与输出电流的函数关系。
围绕MinDCet MDC901栅极驱动器构建的48V至3.3V降压转换器、GaN Systems GS61008P半桥和WE-HCF 1.4uH/31.5A功率电感器证明了这种效果，如图5所示。低转换器占空比得益于快速开关瞬态速度，在相同开关频率下，效率比基于 MOSFET 的等效转换器提高 10% 至 15%。图1中的降压转换器测量结果表明，尽管GaN具有功能，但转换效率会随着开关频率的增加而降低。在 300 kHz 的中等开关频率下，在 300 至 700 kHz 的测量频率下，可以观察到开关频率每增加 100 kHz，效率就会明显降低近 1%。
对于48V至12V降压转换器，这种权衡会发生变化。如图2所示，GaN转换器的效率得益于在300至700 kHz范围内在低至中等负载（高达约10A）下的更高开关频率。需要注意的是，所选电感对转换器效率有影响。在基于GaN的转换器设计中做出正确的权衡时必须小心。
图 2：在不同开关频率下，48V 至 12V GaN 降压转换器的实测效率与输出电流的函数关系。
其次，为了实现GaN的真正内在优势，必须以高瞬态速度进行开关。值从 10V/ns 到 100V/ns 甚至更高。负责瞬态速度的主要部件是栅极驱动器。当然，需要实施适当的
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设计，特别是
电源路由、栅极环路布线和去耦，以使栅极驱动器和GaN能够以最佳方式完成工作。通常，标准MOSFET栅极驱动器在特殊情况下可能能够驱动GaN，但无法达到最佳性能。因此，使用GaN的好处部分丧失。以高瞬态速度切换GaN的栅极驱动器必须满足特定要求，同时承受很大的应力。这些严格的要求只能通过精心开发的与GaN配合使用的栅极驱动器来满足。
氮化镓栅极驱动的陷阱
GaN晶体管在功率应用中具有很大的潜力：更高的功率效率，更高的功率密度，潜在的散热器/无风扇设计，。。.然而，从GaN级中获得最大收益需要小心驾驶，避免沿途的陷阱。
高压摆率
驱动GaN晶体管是非常模糊的。选择这些器件是因为其固有的大电压压摆率（超过100V/ns），这导致非常低的开关损耗（当Vds和Id不为零时产生的损耗）。低边和高边晶体管之间的快速切换使负载电流在负载和输入电压之间快速交替（例如降压转换器应用）。这对总线电压去耦提出了严格的限制，因为
PCB走线到半桥会导致过冲，而过冲高度由总线环路电感定义。此外，高压摆率通过关断态晶体管的漏源电容向栅极驱动路径注入大峰值电流。
寄生导通
在半桥配置中，当漏源电压突然增加到总线电压时，被关断的晶体管可能会发生寄生导通，要么由相反的晶体管主动增加，要么通过负载电流感应。该电流将通过栅极驱动器下拉阻抗和栅源环路电感转换为非零栅极电压。如果该电压高于阈值电压，半桥的高端和低侧开关之间将产生交叉电流。低栅极环路电感仅在功率级和栅极驱动器的单芯片协积分中才有可能实现，其中非常需要为每个GaN晶体管提供单独的下拉和上拉路径。死区时间 半桥中的死区时间是一个晶体管的关断事件与互补桥晶体管的导通事件之间的时间。对死区时间的精细控制至关重要。死区时间过短会导致超额损耗，因为GaN漏源电容由互补GaN放电。零电压开关发生在较大的死区时间，允许漏源电容由电感放电（在降压转换器中）。因此，这种能量不会消散。死区时间过长会导致更大的损耗，因为与二极管相比，Vgs为零的GaN的反向传导会受到更大的压降（几伏）的影响。固定死区时间会导致效率欠佳，必须调整到适当的死区时间，以将损耗降至最低，这高度依赖于应用。
闸门过度充电
在非隔离栅极驱动应用中，栅极驱动器通常通过低压电源的自举供电。该技术将通过快速高压二极管为高端栅极驱动器电源去耦电容充电。这会产生一个浮动电压，用于为用于驱动高端预驱动器的所有浮动威廉希尔官方网站
供电。如前所述，非零死区时间将导致低侧GaN晶体管的漏源电压（取决于负载的电流幅度方向）降至零以下。这有效地导致自举电容充电超过输入电源。众所周知，GaN栅极对栅极过电压非常敏感，因此栅极需要防止过度充电，以确保转换器的可靠性。在实践中，通过使用箝位结构可以减少这种情况，但代价是增加栅极驱动器功耗和PCB空间，其有效性受到PCB寄生效应的限制。
负输出电压操作
输出驱动器电压的负摆幅取决于寄生源电感和功率转换器的负载条件，而这些条件的预测可能很差。为了实现可预测的操作，需要保证转换器电桥始终可以控制，即使与电源接地相比电压为负。在直流耦合电平转换器中，必须采取特殊的预防措施，以允许在电源接地以下运行。
高占空比操作
栅极驱动器的自举操作是一种简单有效的方法，用于提供电荷以控制高端晶体管，例如在半桥中。不可避免地，预驱动器系统中所需的支持威廉希尔官方网站
存在温度相关的泄漏和偏置，这会导致自举电压泄漏。如果自举电压降至某个最小电压以下（通常通过板载欠压检测威廉希尔官方网站
进行监控），则预驱动器威廉希尔官方网站
可能会错误地工作，在最坏的情况下会对转换器有害。对于给定的自举电容和功率转换器应用，这设置了可以保持的占空比最大值或限制可以使用的调制深度。
MinDCet答案：MDC901高端、高功率密度和快速开关应用需要GaN功率级 - 需要特定的驱动器来确保可靠驱动并保护宝贵的GaN级。
为了解决前面描述的陷阱并提供GaN所需的性能，MinDCet推出了MDC901 GaN栅极驱动器。图 4 中描绘的框图概述了关键功能，解决了前面各节中描述的主要陷阱。
独立的上拉和下拉路径允许调节导通速度，从而调整输出级的压摆率，同时保持GaN晶体管的低阻抗下拉路径。这样可以将栅极-源极电压控制在关断状态，避免寄生导通，即使在高漏极栅极容性电流下也是如此。
导通和关断的死区时间可通过一系列数字输入进行设置。这允许对给定应用的死区时间进行静态调整，也可以与控制器结合使用，这可以动态执行以获得最佳效率。此外，死区时间可以设置为自动模式。闭环检测GaN栅极电压，并且仅在互补GaN栅极关闭时导通栅极。这是一种故障安全操作模式。
通过在自举二极管之后的高侧和低侧域放置完全浮动稳压器，可以解决负电压操作期间栅极过充电的风险。这会产生定义明确且受到可靠保护的栅极驱动器电压。
图 4：MDC901 GaN 栅极驱动器的框图。
图 5：MDC901 100V 半桥评估板。
负输出电压操作保证低至 -4V，即使在高感性电流下也能实现精确的栅极控制。这已通过专门设计的电平转换器和浮动电源生成来适应。
对于高占空比应用（例如电机驱动器和D类放大器），必须长时间保持高端导通状态。此功能由集成电荷泵实现，可在100%占空比条件下补偿直流偏置。
MDC901 提供高端且功能丰富的解决方案，以可靠的方式驱动 GaN 晶体管，以最大限度地提高给定应用中的性能。该驱动器专为 DC-DC 解决方案开发，但可用于所有其他 GaN 驱动应用，如 LIDAR、电机驱动器和需要真正 200V 能力的电子保险丝应用。为了在各种应用中轻松快速地设计MDC901栅极驱动器，我们开发了一个采用降压转换器拓扑结构的100V半桥评估板，如图5所示，以协助电力电子设计人员。
结论
要实现GaN功率级的真正优势，需要实施专门设计用于GaN晶体管的优化栅极驱动器。因此，GaN可以被推到极限，产生尽可能高的性能，从而为技术和货币投资提供最大的回报。MDC901等分立式栅极驱动器为用户提供了灵活性、诊断功能和扩展功能集，以便为给定应用选择最适合的GaN晶体管。
