同步整流技术及其在DC/DC变换器中的应用

同步整流技术及其在DC／DC变换器中的应用

摘要：同步整流技术是采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管，因此能大大降低整流器的损耗，提高DC／DC变换器的效率，满足低压、大电流整流的需要。首先介绍了同步整流的基本原理，然后重点阐述同步整流式DC／DC电源变换器的设计。

关键词：同步整流；磁复位；箝位威廉希尔官方网站 ；DC／DC变换器

1    同步整流技术概述

    近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在向低电压、大电流输出的DC／DC变换器中迅速推广应用。DC／DC变换器的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）PO，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流威廉希尔官方网站 已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。

    同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

    为满足高频、大容量同步整流威廉希尔官方网站 的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制，漏－源极通态电阻仅为0.0155Ω。IR公司生产的IRL3102（20V／61A）、IRL2203S（30V／116A）、IRL3803S（30V／100A）型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，在通过20A电流时的导通压降还不到0.3V。这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。

    最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成威廉希尔官方网站 （SRIC）。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依赖于初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、栅极驱动补偿等复杂威廉希尔官方网站 。IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DC／DC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带网服务器中隔离式DC／DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET，可提高变换器的效率。当输入电压为＋48V，输出为＋1.8V、40A时，DC／DC变换器的效率可达86％，输出为1.5V时的效率仍可达到85％。

2    同步整流的基本原理

    单端正激、隔离式降压同步整流器的基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流威廉希尔官方网站 的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。

图1    单端降压式同步整流器的基本原理图

2.1    磁复位威廉希尔官方网站 的设计

    正激式DC／DC变换器的缺点是在功率管截止期间必须将高频变压器复位，以防止变压器磁芯饱和，因此，一般需要增加磁复位威廉希尔官方网站 （亦称变压器复位威廉希尔官方网站 ）。图2示出单端降压式同步整流器常用的3种磁复位威廉希尔官方网站 ：辅助绕组复位威廉希尔官方网站 ，R，C，VDZ箝位威廉希尔官方网站 ，有源箝位威廉希尔官方网站 。3种磁复位的方法各有优缺点：辅助绕组复位法会使变压器结构复杂化；R，C，VDZ箝位法属于无源箝位，其优点是磁复位威廉希尔官方网站 简单，能吸收由高频变压器漏感而产生的尖峰电压，但箝位威廉希尔官方网站 本身也要消耗磁场能量；有源箝位法在上述3种方法中的效率最高，但提高了威廉希尔官方网站 的成本。

（a）辅助绕组复位威廉希尔官方网站         （b）R、C、VDZ箝位威廉希尔官方网站         （c）有源箝位威廉希尔官方网站

图2    单端降压式同步整流器常用的三种磁复位威廉希尔官方网站

    磁复位要求漏极电压要高于输入电压，但要避免在磁复位过程中使DPA－Switch的漏极电压超过规定值，为此，可在次级整流管两端并联一个RS、CS网络，威廉希尔官方网站 如图3所示。该威廉希尔官方网站 可使高频变压器在每个开关周期后的能量迅速恢复到一个安全值，保证UD>UI。当DPA－Switch关断时，磁感应电流就通过变压器的次级绕组流出，利用电容CS使磁感应电流减至零。CS的电容量必须足够小，才能在最短的关断时间内将磁感应电流衰减到零；但CS的电容量也不能太小，以免漏极电压超过稳压管的箝位电压。电阻RS的电阻值应在1～5Ω之间，电阻值过小会与内部寄生电感形成自激振荡。上述磁复位威廉希尔官方网站 适用于40W以下的开关电源。

图3    并联RS、CS网络的磁复位威廉希尔官方网站

2.2    磁复位威廉希尔官方网站 的校验

    当输入电压为最小值或最大值时，要求磁复位威廉希尔官方网站 都能按可控制的范围将高频变压器准确地复位。检查磁复位情况的最好办法是观察DPA－Switch的漏极电压波形。以图3所示的磁复位威廉希尔官方网站 为例，当输入电压依次为72V、48V和36V时，用示波器观察到3种磁复位波形分别如图4所示。

（a）UIN=72V

（b）UIN=48V

（c）UIN=36V

图4    3种磁复位波形

    图4（a）给出了当输入电压为72V时的漏极电压波形。在输出整流管上并联2.2nF的复位电容，可满足满载情况下的需要。初级绕组上的箝位电容取47pF。图中的T表示开关周期，D为占空比，tON=DT为DPA－Switch的导通时间。在tON时间段，高频变压器的正向磁通量增大，漏极电压达到最小值。在tRZ时间段高频变压器被复位，储存在高频变压器中的全部能量接近于零，漏极电压达到最大值。在tRN时间段，高频变压器的负向磁通量增大，此时复位电容和箝位电容向变压器电感放电。在tVO时间段内磁通量保持为负值，此时高频变压器初级绕组的电压为零，这是因为漏极电压与输入电压大小相等（都是72V）而极性相反，互相抵消了。在tVO时间段，负向磁感应电流通过次级绕组。

    图4（b）给出了当直流输入电压为48V时的漏极电压波形。随着输入电压的降低，占空比开始增大。在tRZ及tRN时间段内的情况与输入电压为72V时的情况相同，但在tVO时间段高频变压器中的能量接近于零。

    图4（c）给出了当输入电压为36V时占空比进一步增大的情况。由于漏极电压在tRZ阶段达到峰值，所以高频变压器的磁通量已复位到零。当DPA－Switch开启时它的漏极电压在负向磁通区域内。在正常工作情况下漏极电压的峰值应低于150V。这个漏极峰值电压是由漏感和电感复位时所提供的。

2.3    箝位威廉希尔官方网站

    当功率MOSFET由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由高频变压器漏感（即漏磁产生的自感）而形成的，它与直流高压UI和感应电压UOR叠加后很容易损坏MOSFET。为此，必须增加箝位保护威廉希尔官方网站 ，对尖峰电压进行箝位或吸收。箝位威廉希尔官方网站 分无源箝位、有源箝位两种。无源箝位威廉希尔官方网站 主要有以下4种设计方案：

    1）利用瞬态电压抑制器（TVS）和超快恢复二极管（SRD）组成的箝位威廉希尔官方网站 ；

    2）利用阻容元件和超快恢复二极管组成的R、C、SRD箝位威廉希尔官方网站 ；

    3）由阻容元件构成RC吸收威廉希尔官方网站 ；

    4）由几只高压稳压管串联而成的箝位威廉希尔官方网站 ，专门对漏－源电压uDS进行箝位。

    上述方案中以1）的保护效果最佳，能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点，方案2）次之。鉴于压敏电阻器（VSR）的标称击穿电压值（U1mA）离散性较大，响应速度也比TVS慢很多，在开关电源中一般不用它构成漏极箝位保护威廉希尔官方网站 。

    有源箝位DC／DC变换器的威廉希尔官方网站 如图5所示。因威廉希尔官方网站 中使用了有源器件MOSFET（V4）做箝位管，故称之为有源箝位威廉希尔官方网站 。CC为箝位电容，V3为主功率开关管。由图5可知，当V4导通时因uGS3=0而使V3关断。当V4关断时uGS3使V3导通，就对由变压器漏感产生的尖峰电压起到了箝位作用。

图5    有源钳位DC／DC变换器的威廉希尔官方网站

3    16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的设计

    下面介绍一种正激、隔离式16.5WDC／DC电源变换器，它采用DPA－Switch系列单片开关式稳压器DPA424R，直流输入电压范围是36～75V，输出电压为3.3V，输出电流为5A，输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为48V时，电源效率η=87％。变换器具有完善的保护功能，包括过电压／欠电压保护，输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。

    由DPA424R构成的16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的威廉希尔官方网站 如图6所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化威廉希尔官方网站 设计。由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R1用来设定欠电压值（UUV）及过电压值（UOV），取R1=619kΩ时，UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。当输入电压过高时R1还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。R3为极限电流设定电阻，取R3=11.1kΩ时，所设定的漏极极限电流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。威廉希尔官方网站 中的稳压管VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。

图6    16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的威廉希尔官方网站

    该电源采用漏－源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏－源电压UDS(max)=30V，最大栅－源电压UGS(max)=±20V，最大漏极电流为9A（25℃）或7A（70℃），峰值漏极电流可达40A，最大功耗为2.5W（25℃）或1.6W（70℃）。SI4800的导通时间tON=13ns（包含导通延迟时间td(ON)=6ns，上升时间tR=7ns），关断时间tOFF=34ns（包含关断延迟时间td(OFF)=23ns，下降时间tF=11ns），跨导gFS=19S。工作温度范围是－55～＋150℃。SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏－源极之间（负极接D，正极接S），能对MOSFET功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间trr=25ns。

    功率MOSFET与双极型晶体管不同，它的栅极电容CGS较大，在导通之前首先要对CGS进行充电，仅当CGS上的电压超过栅－源开启电压〔UGS(th)〕时，MOSFET才开始导通。对SI4800而言，UGS(th)≥0.8V。为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的UGS要比额定值高一些，而且等效栅极电容也比CGS高出许多倍。

    SI4800的栅－源电压（UGS）与总栅极电荷（QG）的关系曲线如图7所示。由图7可知

    QG=QGS＋QGD＋QOD（1）

式中：QGS为栅－源极电荷；

      QGD为栅－漏极电荷，亦称米勒（Miller）电容上的电荷；

      QOD为米勒电容充满后的过充电荷。

图7    SI4800的UGS与QG的关系曲线

    当UGS=5V时，QGS=2.7nC，QGD=5nC，QOD=4.1nC，代入式（1）中不难算出，总栅极电荷QG=11.8nC。

    等效栅极电容CEI等于总栅极电荷除以栅－源电压，即

    CEI=QG／UGS（2）

    将QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中，可计算出等效栅极电容CEI=2.36nF。需要指出，等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即CEI>>CGS），因此，应按CEI来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流IG（PK）。IG（PK）等于总栅极电荷除以导通时间，即

    IG=QG／tON（3）

    将QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的IG(PK)=0.91A。

    同步整流管V2由次级电压来驱动，R2为V2的栅极负载。同步续流管V1直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管VD2截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD2续流导通，L2中的电能就通过VD2继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD1和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C6决定。

输出电压经过R10和R11分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进行比较，产生误差电压，再通过光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，对输出电压进行调节。R7、VD3和C3构成软启动威廉希尔官方网站 ，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C3两端的电压不能突变，使得LM431不工作。随着整流滤波器输出电压的升高并通过R7给C3充电，C3上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程中，输出电压是缓慢升高的，最终达到3.3V的稳定值。

4    结语

    在设计低电压、大电流输出的DC／DC变换器时，采用同步整流技术能显著提高电源效率。在驱动较大功率的同步整流器时，要求栅极峰值驱动电流IG(PK)≥1A时，还可采用CMOS高速功率MOSFET驱动器，例如Microchip公司开发的TC4426A～TC4428A。